Просмотр полной версии : FTdx5000 - глазами инженера
Значение отстройки в формулу не входит.
Именно. При делении на 10, в 10 раз сузится ширина основного лепестка на спектроанализаторе. А при больших отстройках, а шумовая дорожка? Что будет в этом случае?
Прдположим, Что вы работаете в PSK используя фильтр в ПЧ 2,7кГц.(штатный) и ДСП 100гц, и рядом по частоте 500-1000Гц. начинает работать PSK станция с уровнем 9+40 из за первой петли АРУ чютьё приемника падает,прием слабых станций невозможен пока не установите в приёмник узкий КФ.
Ситуация к стати типичная, я часто использую полосу 50Гц. в своём PRO2 для работы в PSK. и мой сосед Владимир UA9UDC ( дистанция 300м) мне не мешает. АРУ в PRO2 правильная, срабатывает только на сигналы в полосе прозрачности ДСП.
Александр, во первых хочу вам сказать, что этим ответом вы меня прилично "обидели". Мое подробное объяснение о влиянии забития внутри полосы не нашло отклика в вашей душе. Что может быть хуже.
Попробую по другому. Забитие внутри полосы это такое парадоксальное явление при котором два сигнала S9+40 и MDS одновременно присутствующие в полосе руфинга с работающей/неработающей АРУ(и, или "правильной/неправильной") или с РРУ или без него всегда приводят только к одному результату сильный сигнал и слабый сигналы в одно и тоже время и в одном и том же канале усиливаются с разными коэф. усиления, причем слабый всегда с меньшим, чем сильный. И это обстоятельство прячет слабый сигнал вместе с собственными шумами приемника всех предшествующих каскадов в шумах первого и пересчитанных на его вход всех последующих каскадов следущих за этим трактом. И исправить это ни АРУ ни РРУ, "правильными или неправильными" нельзя. Только увеличением линейности в полосе тракта. И в условиях пайл-апа линейность внутри полосы, которая всегда меньше линейности вне полосы является самой определяющей. И никакие узкие кварцевые фильтры без высокой внутриполосной линейности не позволят принять одновременно только две станции слабую в полосе фильтра ДСП и сильную в руфинге, он позволит только принять одну слабую или при двух присутствующих только сильную. Т.е. пайл-ап возможен только до разброса уровней станций не превышающих порог внутриполосного забития.
Теперь вернемся к вашему ответу. При S9+40 АРУ незачем срабатывать. Сделать усилитель с уровнем ограничения 5В не проблема и АЦП будет перегружаться при S9+60. С вашего ответа я так и не понял причину или связь с плохой фильтрацией фильтров ДСП, если нечего фильтровать причем здесь фильтры?
С вашего ответа я так и не понял причину или связь с плохой фильтрацией фильтров ДСП, если нечего фильтровать причем здесь фильтры?
Потому что оцифровывать легче узкую полосу, чем широкую и качестов работы DSP возрастает.
Поэтому К3 лучше PRO по приёму.
Всё так просто в этом мире и не надо усложнять:-P
Именно. При делении на 10, в 10 раз сузится ширина основного лепестка на спектроанализаторе. А при больших отстройках, а шумовая дорожка? Что будет в этом случае?
На 20dB опустися все кроме несущей, но не ниже -165dBc/Hz, что определяется физической реализуемостью достигнутой сегодняшней схемотехникой!
Потому что оцифровывать легче узкую полосу, чем широкую и качестов работы DSP возрастает.
Поэтому К3 лучше PRO по приёму.
Всё так просто в этом мире и не надо усложнять:-P
расшифруйте, что означает "при наличии сильных сигналов ( CW PSK итд.) в полосе прозрачности КФ цифровые фильтры ДСП не эффективны". Я это предложение не понял!
Вопрос был не в том , что легче, а почему "при наличии сильных сигналов ( CW PSK итд.) в полосе прозрачности КФ цифровые фильтры ДСП не эффективны".
На 20dB опустися все кроме несущей, но не ниже -165dBc/Hz,
Может быть. Но мне всегда казалось что в случае с шумовой дорожкой эта формула не подтверждается. Попробую как нибудь это проверить. Ведь сделать это не слишком сложно. Сейчас к спору на эту тему не готов.
Может быть. Но мне всегда казалось что в случае с шумовой дорожкой эта формула не подтверждается. Попробую как нибудь это проверить. Ведь сделать это не слишком сложно. Сейчас к спору на эту тему не готов.
Все, что подается на ДПКД должно так уменьшатся, если дорожку генерит прибор отображения или измерения , то естественно ничего не изменится.
Именно. При делении на 10, в 10 раз сузится ширина основного лепестка на спектроанализаторе. А при больших отстройках, а шумовая дорожка? Что будет в этом случае?
Собственно Александр уже ответил, но я хотел бы подчеркнуть, что видимое сужение лепестка есть результат двух явлений - его края имеют наклон и просто двигаются вниз, а уходя под шумовую дорожку, перестают быть видимыми. Легче это проверять со спурами, они не должны смещаться относительно несущей.
Александр, по моей арифметике все получается по другому. Для оцифровки максимального сигнала в антенне S9+60dB(50мВ) АЦП с размахом оцифровки 3В имеет действующее значение (3/2)/1,41=1,06В или 1060мВ. Отсюда максимальный коэффициент усиления 1060/50=21 или 26,5dB. Объясните, что они в К3 усиливают, зачем 50*79dB(8912)=445В, что с ними 0,5 кВ делать? И заодно "тракт с ДД >90дБ задача не простая" по какому критерию предполагается измерять этот ДД?
Еще раз просмотрел схему приёмника К3. Вот что я не учел, первый упч(КУ 17дб. указан в схеме) работает на нагрузку явно не 50Ом. а больше 200-300ом далее ПФ в NB согласует с КФ(500Ом из схемы). А вот выход КФ нагружен на каскад с R вх. 50ом.(В схеме R25-51Ом принимает на себя КФ когда пин диод Д21 закрывается под действием АРУ) В общем 1й каскад даст усиление не 17 а максимум 8-10дБ. Еще я не учел потери в первом смесителе около -6дб. лучше взять с запасом -7дБ. На втором КФ (BW15кГц) сопротивления трансформируются 50ом-1500ом. 1500ом это входное смесителя SA612. Если грубо прикинуть с потерями, примерно +10dbu. Далее по схеме смеситель SA612 из даташита CONVERSION GAIN 17dB при питании 8,5 вольта . Далее по схеме ОУ усиление установлено в 100раз=40дБ, входное сопротивление 1кОм. Выходное сопротивление SA612 1,5кОм. На таком согласовании теряем -10дБ. Те ОУ дает усиление не 40 как я считал а 30дБ. Что получилось увч+11, 1й смеситель -7. упч1,+9, NB-5, УПЧ2 +10, Трансформатормация на втором КФ +10. 2й смеситель SА612 +17, УПЧ3 на ОУ 30дб. затухание в фильтрах, примерно -10дБ. В итоге усиление без АРУ, примерно = 65dBu. или КУ=1770. Давайте прикинем сколько сможет принять на себя аналоговый тракт без первой петли АРУ. Из даташита АЦП PCM1804 с обвязкой может максимум принять на себя 8,2v p-p. (слабое место). = 2,9 вольта. 2,9/1770=16мВ.= 9+50дБ.=-13dBm Дальше клип с искажениями. В описании на К3 точка комресии +40dBm :smile: У кого есть К3 дуньте на вход 10ватт :smile:.Вот интересно 1ю петлю АРУ выключали? или мерили лажу.:-P
К стати в IC756PRO3 клип без АРУ в упч наступает при напряжении на антенном входе 80мВ.и совпадает (при правильной настройки ) с максимально возможным уровнем на входе АЦП.
. 2,9/1770=16мВ.= 9+50дБ. Дальше клип с искажениями. К стати в IC756PRO3 клип без АРУ в упч наступает при напряжении на антенном входе 80мВ.и совпадает (при правильной настройки ) с максимально возможным уровнем на входе АЦП.
Я не берусь оспаритвать ваши результаты, хочу сделать только предположение, что при такой длине тракта и части неизвестных параметров точность расчета может быть неточна до недостающих 10dB. Но эта точка будь она 9+50дБ или 9+60дБ мало что решает для сигнала уровня MDS. Если вы возьмете данные по ВМ(для S9) внутри полосы для К3 или IC756PRO3 и затем их пересчитаете в уровень забития внутри полосы, то окажется, что слабый сигнал(MDS) начнет уменьшаться при уровнях сильного 9+33дБ(определяется конкретной цифрой ВМ). Речь конечно идет о ситуации 2-х сигналов в полосе руфинга и при этом только слабый находится в полосе ДСП фильтра. И снова становится понятным, что для пайл-апа ситуацию можно улучшить только увеличив линейность внутри полосы тракта до АЦП и ничем другим она не исправляется. Если вернуться к вашему IC756PRO3, то можно предположить, что вашим слабым сигналом не являлся уровень MDS, а несколько больший и возникшее забитие внутри полосы поэтому, опустив слабый, все-таки не опустило его под шумы последующих каскадов.
что для пайл-апа ситуацию можно улучшить только увеличив линейность внутри полосы тракта до АЦП и ничем другим она не исправляется
Точно! Для приёмников с ФОС в ДСП.
что вашим слабым сигналом не являлся уровень MDS, а несколько больший и возникшее забитие внутри полосы поэтому, опустив слабый, все-таки не опустило его под шумы последующих каскадов.
Именно так. 80мВ (забыл уточнить- P_amp OFF) все что смог выжать из прохора.
В описании на К3 точка комресии +40dBmВ каком описании этого читали? В сущности разница небольшая. Не +40dBm а -40dBm :).
А что и как мерили - смотрите опять http://www.cliftonlaborator ies.com/elecraft_k3_agc_and_ s-meter.htm
Точно! Для приёмников с ФОС в ДСП.
Нет, абсолютно для любого черного ящика. Померяли внутриполосное забитие и вынесли судебное заключение. Просто при ФОС в ДСП шире полоса руфинга и больше станциЙ, больше вероятность появления сильной. Для этого случая(райл-ап) лучшим должен быть SDR, как имеющий максимальную внутриполосную линейность.
В каком описании этого читали? В сущности разница небольшая. Не +40dBm а -40dBm :).
А что и как мерили - смотрите опять http://www.cliftonlaborator ies.com/elecraft_k3_agc_and_ s-meter.htm Нет графика работы аналоговой АРУ (Без цифровой.)
Аналоговое АРУ подхватывает -58dBm. 9+15dB. Вертикальная метка, Но я уверен что раньше. Читайте схему!
Ситуацию описывал здесь http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=144 48&p=414731&viewfull=1#post41473 1
. Для этого случая(райл-ап) лучшим должен быть SDR, как имеющий максимальную внутриполосную линейность.
Мне нравится структура IC7800. В него бы руфинг круче скатами. Тогда можно сделать аналоговый тракт короче и отказаться от квадратурного демодулятора перед АЦП.
Мне нравится структура IC7800. В него бы руфинг круче скатами. Тогда можно сделать аналоговый тракт короче и отказаться от квадратурного демодулятора перед АЦП.
Когда с Марса привезут супер кварцы и супер температурно и во времени стабильные, тогда можно будет делать фильтры на 40-70МГц полосы 250=500Гц
Для всех
По ссылке http://www.cliftonlaborator ies.com/elecraft_k3_agc_and_ s-meter.htm для К3 получаются пороги работы аналоговой АРУ с вкл. RF- S9+16-21dB и с выкл. RF- S9+25-30dB. Я к сожалению не нашел достоверно измеренного iMD in-band для К3, но похоже, что внутриполосное забитие начинается одновременно с работой АРУ с вкл. RF- S9+16-21dB, если сделали порог АРУ равным порогу забития, то это явная ляпа; если не значительно выше, то это тоже явная ляпа; если ниже- то 0 квалификация разработчиков. Если кто имеет цифру измеренную не нашими р/л, то подскажите, очень драматическая ситуация и крайне любопытная. Если взять IMD=-50dB(S9) померенное нашими р/л для К3 и мой расчет(пост 1) забития FT5k для IMD=-40- -50dB и для S9=35мкВ, то уровень блокирования внутри полосы составит близко к S9+20dB. MDS(K3)=-137dBm, FT5k=-140dBm. Отсюда следует уровень разработчиков К3 стремящийся к 0, и это не злорадство.
Наверное ошиблись -
Ок , исправил
Когда с Марса привезут супер кварцы и супер температурно и во времени стабильные, тогда можно будет делать фильтры на 40-70МГц полосы 250=500Гц Да и не нужно 200Гц. С линейным трактом и 10кГц полосы хватит.
Ок
Да и не нужно 200Гц. С линейным трактом и 10кГц полосы хватит.
В этом вся проблема, что не в SDR схемах не получается получить IMD cущественно больше -60dB.
Я к сожалению не нашел достоверно измеренного iMD in-band для К3, но похоже, что внутриполосное забитие начинается одновременно с работой АРУ...Поясните пожалуйста, что общего между "In band IMD" и "внутриполосное забитие"?
Поясните пожалуйста, что общего между "In band IMD" и "внутриполосное забитие"?
Любая амплитудная характеристика реальная, физическая имеет конечную линейность, которую удобно мерять двумя методами: IMD и BDR. И с точки зрения измерения линейности внутриполосная и внеполосная меряются одинаково. Отличаются только величиной. Внутриполосная всегда меньше внеполосной. Поскольку IMD основана на кубическом члене апроксимации амплитудной характеристики она оказывается самой тонкой, продукты кубического члена растут с втрое большей крутизной линейного члена. Математически IMD и BDR однозначно связаны(и зная одну с помощью номограмм легко найти другую), но физически выявляют себя по разному. IMD приводит к новым составляющим, которых изначально нет в сигнале, а BDR проявляется в угнетении слабого сигнала сильным, если они одновременно находятся на нелинейном участке физического элемента схемы, активного или пассивного.
Я хочу прокомментировать результаты поста 217. Это мне кажется очень важным для операторов. Почему плохо или к чему приводит выбор порога аналоговой АРУ равным или меньше уровня внутриполосного забития. При такой ситуации сигнал MDS загоняется под шумы следующих каскадов раньше и с большей скоростью(крутизной) АРУ, а не конечной внутриполосной линейностью. Повторю- в полосе ДСП- MDS, а за и в полосе руфинга сильный. Если бы порог АРУ был на 10-20dB выше, то за счет меньшей крутизны механизма забития по сравнению с регулировочной кривой АРУ оставалась бы возможность принимать сигналы чуть большие, чем MDS, а так такая возможность утеряна.
-Это касается не только К3, но и любого другого аппарата- работая с фильтром ДСП и принимая слабый сигнал нужно периодически делать полосу ДСП равной руфинг фильтру и по S-метру контролировать суммарный сигнал и если он на данной частоте превышает показания S9+20dB(определяется внутриполосной IMD для каждой модели) понимать, что станции уровня MDS при возврате к полосе ДСП фильтра будут не слышны. Вообще по уму в трансиверах, а особенно в которых высокая ПЧ1, а значит и более широкая полоса руфинга нужно было бы делать индикацию срабатывания аналоговой АРУ, чтобы оператор автоматически предупреждался о потере предельной чувствительности приемника!
Я конечно по серьезному не думаю, что у разработчиков К3 есть проблемы с квалификацией. То, что они сделали сделано сознательно и сделано это чтобы заставить людей купить обойму фильтров или по техническим причинам не известным мне на сегодня я не знаю. Несомненно одно, что технически это плохо. Если плохо что-то другое и это другое улучшено такой ценой, то это все-равно их не оправдывает.
Этот анализ и этот пример наилучшим образом показывает, что радиотехника это не мода. Здесь не бывает устаревшего и супер нового. Видно, что в многосигнальном случае толку от ДСП фильтрации 0, и аналогично это касается широких ворот на высоких ПЧ1- новомодных руфингов.
Это касается не только К3, но и любого другого аппарата- Дык нет другого с ФОС в ДСП аппарата с такой АРУ.
[COLOR="rgb(255, 0, 255)"]
Дык нет другого с ФОС в ДСП аппарата с такой АРУ.
Говоря так, я подразумеваю следующее: раз нет возможности сделать внутриполосную IMD существенно больше 60dB, то для приема в ТЛГ станций, сбитых в пайл-ап с разными уровнями, у оператора должна оставаться возможность в односигнальном режиме принять слабую среди сильных. А это предполагает ширину руфинг фильтра равную полосе слабой станции. Не оптимальность выбора порогов в К3 только усугубляет многосигнальный прием в полосе руфинга, но односигнальная возможность приема в нем все-таки остается в отличии от аппаратов с высокой ПЧ1.Если недостатки К3 назвать соринкой в глазу, то недостатки высокой ПЧ1 выглядят на этом фоне бревном. Т.е. опять "нападка" на схемы (модели) с высокой ПЧ1, в которых полосу руфинга физически нельзя сделать равной полосе ТЛГ сигнала(в ТЛГ режиме эти трансивера могут работать только в многосигнальном режиме со всеми вытекающими от этого последствиями). Можно сказать по другому, что для оборудования с высокой ПЧ1 в режиме CW, полоса руфинга всегда внешняя по отношеннию к полосе ДСП, а это в свою очередь означает, что пользоваться нужно параметрами внутриполосными, а их как раз фирмы обычно не приводят по причине их малых величин(слабости). Из всего проанализированного становится ясным, что знание своей техники, не смотря на значительные усилие затраченные на изучение и разбирательство того стоят.
Я прихожу к выводу, что главной причиной по которой меня не пускают на другие форумы являются мои усилия по разъяснению слабости схем с высокой ПЧ1, которые подрывают бизнес продавцов этой техники.
В подтверждение этого готов выложить свою переписку с администратором другого форума куда меня не пускают.
Даже здесь вырезали полоску благодарности за мои посты, чтобы скрыть поддержку моих взглядов.
Все мои рассуждения по поводу выбора порогов АРУ предполагали, что должно быть два разных порога для односигнального и многосигнального приема в полосе руфинга. Если использовать один общий порог, то порог АРУ обязан быть ниже начала внутриполосного забития. После такой "теоретической" подготовки хочу приборно все это посмотреть в FT5k и затем с комментариями выложить для ознакомления.
11.09.10 Результаты приборного анализа АРУ FT5k.
Что и как мерялось. Определялся порог срабатывания аналоговой АРУ в односигнальном и многосигнальном режиме(условиях) при двух руфингаг- 3кГц и 6кГц. Определялся максимальный уровень для оцифровки. Измерения делались в полосе ДСП 600кГц, Amp1-on и на F=7.1МГц
Измерить максимальный Кус тракта до входа АЦП не удалось -сообразил, что надо после того, как все свинтил. Добавлю эту цифру при первом измерении в будущем. Использовался генератор Г4-102 и осциллограф/мультиметр FLUKE 125. Измерения делались в двух точках выход ПЧ2 перед АЦП(TP3010) и шина аналоговой АРУ(TP3026).
Порог, определялся по началу уменьшения постоянного напряжения на шине АРУ. Для мкВ вх. сигналов на шине АРУ напряжение- 2,435-2,440В. За порог бралось снижение на 1-2 мВ.
При плавном увеличении сигнала на антенном входе сигнал на входе АЦП растет до максимального(действ ующее значение) 1,2В при напряжении на антенном входе до 52мВ так плавно, что порог определить невозможно. Поэтому порог определялся по шине АРУ. АЦП имеет размах оцифровки 2.8В и максимальное напряжение на входе 3,76В.
Порог АРУ односигнальный(2,440-2,438В) для руфинга 3кГц- 10мВ, для 6кГц- 9-10мВ(по антенному входу).
Порог АРУ многосигнальный(2,43 5-2,434В) для руфинга 6кГц- 12мВ.
S9- cответствует 27,5 мкВ.
Коментарий:
- максимальный Кус больше ранее предполагавшегося 39,3раз(пост 1).
- MDS оцифровывается большим количеством, чем предполагалось(пост 1)
- порог АРУ почти один и тот-же для одно и многосигнального режимов
- в многосигнальном режиме при S9+65,5dB на антенном входе - S-метр ничего не показывает, а на шине АРУ напряжение для минимального Кус=23раза(на антенном входе 52мВ).
- 10мВ это S9+51dB, -порог АРУ односигнальный для руфинга 3кГц
- 12мВ это S9+52,8dB, -порог АРУ многосигнальный для руфинга 6кГц.
..Говоря так, я подразумеваю следующее: раз нет возможности сделать внутриполосную IMD существенно больше 60dB,..
.
Если верить ОНИПу то существуют кварцевые фильтры с очень низкими интермодуляционными искажениями внутри полосы пропускания.
http://www.oniip.ru/main.php?id=62 (http://www.oniip.ru/main.php?id=62)
..Не оптимальность выбора порогов в К3 только усугубляет многосигнальный прием в полосе руфинга, но односигнальная возможность приема в нем все-таки остается в отличии от аппаратов с высокой ПЧ1. Если недостатки К3 назвать соринкой в глазу, то недостатки высокой ПЧ1 выглядят на этом фоне бревном. Т.е. опять "нападка" на схемы (модели) с высокой ПЧ1, в которых полосу руфинга физически нельзя сделать равной полосе ТЛГ сигнала…
Так можно обойтись без руфинга при высокой ПЧ – свыше 30 МГц. В книге Э. Реда «Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике» описаны узлы трансивера с 1-Й и единственной ПЧ 41 МГц, фильтры на 41 МГЦ и являются фильтрами основной селекции.. На стр. 238 приводятся справочные характеристики фильтров на 45 МГц с полосой 2,4 кГц. Просто такие фильтры с высокой частотой (40 МГц и выше) и селективностью и АЧХ как у любительских фильтров на 9 МГц требуют термостатирования очень дороги (1000 у. е.) и возможно требуется разрешение на приобретение.
Тракт приема с одним единственным преобразованием на высокой ПЧ и ФОС на высокой ПЧ будет иметь и минимальное количество ложных каналов приема.
Просто достоинства одной единственной высокой ПЧ трудно реализуемы из-за высокой стоимости фильтров.
Сергей sgk.
Если верить ОНИПу то существуют кварцевые фильтры с очень низкими интермодуляционными искажениями внутри полосы пропускания.
На стр. 238 приводятся справочные характеристики фильтров на 45 МГц с полосой 2,4 кГц.
- по первому вопросу, я знаю, что кварц спокойно выдерживает 1В. И не всегда является главной причиной IMD -40- -50dBc
- по второму вопросу речи об SSB не было, дайте ссылку кто сделал CW фильтр на полосу 250-500Гц на частотах 40-70МГц. Сергей Вы видимо бегло читаете, что я декларирую.
...
- по второму вопросу речи об SSB не было, дайте ссылку кто сделал CW фильтр на полосу 250-500Гц на частотах 40-70МГц. Сергей Вы видимо бегло читаете, что я декларирую.
Э. Ред «Справочное пособие по высочастотной схемотехнике» стр. 121 рис. 2.55 частота 41 МГц полоса 800 Гц это наверное так в 1980 году.
Читая Ваши посты создается впечатление что высокая ПЧ «непреодолимое препятствие».
Сергей sgk.
Читая Ваши посты создается впечатление что высокая ПЧ «непреодолимое препятствие».
Сергей, я больше не занимаюсь конструированием, мои посты отражают состояние рынка. Если бы все было так просто, как представляется Вам, то Тen-Tec, Yaesu, Elekraft не ставили фильтры монстры на 5-10МГц, а ставили по Э.Ред маленькие и прекрасные, и к тому же дешевые. А поскольку этого нет мои посты ближе к жизни обычных потребителей, не конструкторов.
Продолжение поста 226.
- измерение Кмакс тракта позволит узнать количество разрядов АЦП для оцифровки сигнала величиной MDS и для другого вроде не нужен
- из статьи Radcom взаимная модуляция внутри полосы FT5k равна -40dB- -50dB и из поста 1, порог забития соответственно составляет 141мкВ, 316 мкВ(S9=35мкВ). В пересчете на S9=27,5мкВ, порог забития соответственно составляет S9+14dB и S9+21dB.
- из полученных цифр видно, что порог забития внутри полосы лежит ниже, порога аналоговой АРУ. Если для многосигнального случая это приветствуется, то что касается односигнального здесь - непонятности и вопросы. Искажений типа начала ограничения не видно даже на уровнях 52мВ(антенный вход) на входе АЦП. Возникает вопрос так-ли однозначно и во всех ли трактах IMD и BDR связаны? Ведь формула похожа на империческую, и IMD при слабых сигналах в АЦП дает сначала большую цифру, которая затем падает с ростом сигнала, плюс поведение АРУ при 2-х близких по частоте сигналах и то обстоятельство, что наличие шумов при оцифровке в АЦП улучшает IMD дают основание предпологать, что связь этих измерений может зависеть от типа тракта.
Чтобы поставить точку в этом вопросе нужно делать измерительные кварцевые генераторы, что в планах есть и со временем будет сделано и измерено.
- на S-метре только информация в полосе ДСП, ручной нотч меняет показания при вырезании тональников, автомат. нет - видимо не хватает быстродействия ДСП. Показания этого прибора к АРУ не имеют никакого отношения, только отображение информации в полосе ДСП с помощью программы индикатора.
- как здесь рассказано о работе 2-х АРУ(аналоговой и цифровой) так они работают везде. Иначе или по другому не сделаешь. И все они правильные и отличаются только IMD в полосе руфинга. Приписывать особенностям программы индикации функции АРУ не корректно.
Возможны дополнения поста!
У любого фильтра есть зависимость -Чем уже фильтр тем сильней взаимная модуляция внутри полосы фильтра . У цифровых фильтров такой зависимости нет. Следовательно. В сравнении с узким руфингом - широкий так же позволяет с меньшей взаимной модуляцией доставить сигнал до цифрового фильтра. В преимуществе современных цифровых фильтров можно не сомневаться - уделают по избирательности и сервису любой кварцевый фильтр. Главное доставить сигнал до цифрового фильтра без искажений. При преобразовании вверх так же снижаются требования (по взаимной модуляции) к входным диапазонным фильтрам. Их можно сделать шире, и небольших геометрических размеров, при этом зеркальный, и прочие, канал(ы) будут хорошо подавленны.
Будущие за приёмниками с прямым квантованием радиосигнала!:super:
-Чем уже фильтр тем сильней взаимная модуляция внутри полосы фильтра .
- В преимуществе современных цифровых фильтров можно не сомневаться - уделают по избирательности и сервису любой кварцевый фильтр. Главное доставить сигнал до цифрового фильтра без искажений.
-При преобразовании вверх так же снижаются требования (по взаимной модуляции) к входным диапазонным фильтрам. Их можно сделать шире, и небольших геометрических размеров, при этом зеркальный, и прочие, канал(ы) будут хорошо подавленны.
-Будущие за приёмниками с прямым квантованием радиосигнала!:super:
- Александр, поясните, пожалуйста, механизм связи ширины полосы фильтра и величены IMD тракта до АЦП , включая АЦП. Если есть под рукой цифры, то интересна зависимость IMD от порядка фильтра и удельный вес в IMD тракта собственно нелинейности самого кв. фильтра. Если то, что Вы говорите правда, может тогда вообще отказаться от кв.фильтров и вообще от теории оптимального приема, зачем портить классный тракт всякой дрянью из прошлого века?
- мечта и искренние заблуждения. В этом весь вопрос как через тракт с ограниченной линейностью протащить до его конца одновременно сигналы с уровнями отличающимися на 100dB. Вы что думаете выбросив фильтры Вы его линиализируете? Кв. фильтр нелинеен для цифр, полученных для тракта до фильтра, а не после него и разница в IMD 40dB и более.
- что касается преобразования вверх, то кроме отличной зеркалки и маленьких руфинг фильтриков, непрерывного диапазона без мертвых зон (на ПЧ1) она больше ничего не дает. Ширина BPF определяется классом приемника. Чем он ниже, тем их меньше и ширина их больше. Если Вы хотите меня переубедить, то без аргументов и цифр это бесполезное занятие, количеством деклараций я не переубеждаюсь. По отношению к Вам я вижу, что мои аргументы и цифры на Вас не действуют, поэтому я их и не привожу. Разговор как бы получается бессмысленным- глухого со слепым. Без аргументов с вашей стороны- может быть последним. Я отношусь к категории людей не получающих удовольствия от толчения воды в ступе. Тем более я не вижу с вашей стороны желания что-то прояснить или глубже понять, а пустой треп- лучше без меня.
- оцифровка сигнала с антенны меня самого интересует и на примере серийного трансивера я хочу этот вопрос поднять
Продолжение поста 226 и 231
Неожиданно пришла мысль, что нестыковка порогов АРУ и начала BDR связана с тем, что IMD мерялась для Кус тракта для сигналов S9. Отсюда, если начинает работать АРУ и падает Кус значит падает порог BDR. И решил это посмотреть в РРУ. И был удивлен, РРУ к аналоговой АРУ не имеет никакого отношения. При вращении регулятора РРУ на шине АРУ ничего не меняется, но громкость меняется. Похоже регулируется цифровая АРУ.
Измерил предельные Кус тракта, условия измерения см.пост 226:
-Максимальный Кус=282 и измерен при Uвх=1мВ
-Минимальный Кус=3,5 и измерен при Uвх=0,5В (на Uвх.ацп=1745мВ и на шине АРУ-1392 мВ постоянки)
-Кус=97 для Uвх=10мВ
-Кус=177 для Uвх=5мВ
Второе- аналоговое АРУ(порог) начинает работать почти с начала ограничения, вызваного внутриполосным BDR. Т.е. формула связи IMD и BDR не подтвердилась или неверные замеры IMD. На участке 20dB где по расчету должно начаться проявление внутриполосного забития ничего не происходит. Что я сделал- взял сигнал 10мкВ и начал его увеличивать с шагом 10dB и смотрел как растет амплитуда на входе АЦП в dBV:
-51,4/-40,4/-30,8/-20,7/-10,7/-2,4/-0,3/+0,6/+1,8
-20,7dBV(316мкВ)-порог BDR(внутриполосный-расчетный)
-0,3dBV(10мВ) порог АРУ реально измеренный
- сигнал MDS(129dBm для Amp1-on) оцифровывается примерно 7 разрядами см. пост 1- цена младшего разряда АЦП 0,185мкВ, MDS=0,0793мкВ, Кус макс=282--- (0,0793*282)/0,185=120бит или 7 разрядов, а шум самого АЦП оцифровывается 5-6 разрядами. Отсюда можно предположить, что максимальный Кус тракта до АЦП выбирается так, чтобы слегка преподняться над шумами АЦП(6-12dB).
- если принять порог аналоговой АРУ (10мВ по антенному входу) за уровень забития, то динамический диапазон IMD относительно MDS должен быть: Dimd=(Dзаб+10)/1,5=(20Lg10000/0,0793+10)/1,5=75dB.
Пересчитаем данные IM Radcom -40- -50dB для S9(35мкВ) в IM для уровня 10мВ по антенному входу: уровень помехи вырос на 20Lg10000/35=49dB, уровень продуктов интермодуляции вырастет на 49/3=16,4dB и составит -24- -34dB. Из сравнения видно, что если порог АРУ нельзя брать выше начала ограничения, ему должна соотвествовать линейность по IMD=75dB, а если IM= 24 - 34dB, то порог АРУ должен быть существенно ниже для односигнальной ситуации. Все предпринятые подходы говорят , что линейность тракта зависит от уровня вх. сигнала и поэтому не считается или неверные цифры от Radcom.
поясните, пожалуйста, механизм связи ширины полосы фильтра и величены IMD
Механизм пояснить я не могу, возможно связанно с качеством или размерами кристалов КФ , я не радиоинженер , я экскаваторщик, а там другие механизмы :smile:
Я самостоятельно измерял IMD в полосе приемника японских (без DSP) трансиверов. IMD в полосе приёмника менялось при переключении полосы (КФ) на 10-20дБ. Среди измеренных аппаратов минимальный дефект был наблюдался у FT1000mp. Но и фильтр 1000мр имел худший коэффициент прямоугольности. Кроме IMD, узкие фильтры вносят искажения связанные с временем замедления фильтра, о механизмах почитать можно у С.И. Зиатдинова, А.Д. Жукова.
Узкие КФ (<300гц) в отличии цифровых, звенят, т.е. вносят искажения . Я лично сравнивал на слух в CW работу магистрального приёмника Р-155 с СДР приёмником в полосе 100гц. На СДР принемать в полосе 100гц комфортней. Если в полосу попадают два тона, на СДР их отчетливо, раздельно слышно. На P-155, звон, разделить на слух сигналы трудно.
В этом весь вопрос как через тракт с ограниченной линейностью протащить до его конца одновременно сигналы с уровнями отличающимися на 100dB. Ну протащить сигнал с ДД 100дб через два смесителя задача вполне реальная.
Вы что думаете выбросив фильтры Вы его линиализируете? Руфинг фильтр нужен обязательно, чтобы исключить прием в зеркальном канале по 2й ПЧ. И если позволит шум синтезатора, увеличить избирательность приёмника при больших отстройках по частоте.
что касается преобразования вверх, то кроме отличной зеркалки и маленьких руфинг фильтриков, непрерывного диапазона без мертвых зон. Что ж в этом плохого? А какой смысл -100дб по соседнему каналу когда дыра в зеркалке -65дБ?
Ширина BPF определяется классом приемника. Чем он ниже, тем их меньше и ширина их больше. Не согласен, с преобразованием вверх может быть и наоборот.
. Тем более я не вижу с вашей стороны желания что-то прояснить или глубже понять, а пустой треп- лучше без меня.
73!
Не согласен, с преобразования вверх может быть и наоборот.
Независимо от вида преобразования узкий BPF одновременно с подавлением зеркалки уменьшает количество станций в полосе фильтра, а это улучшает реальную избирательность при конечной линейности тракта до первого смесителя включительно.
-Что ж в этом плохого. Иметь дыру в зеркалке 65дб и сремиться к 100дб по соседнему каналу, для меня это непонятно .
- да при преобразовании вниз это такая плата. Единственное, что успокаивает так это вероятность нахождения станций в этих каналах. Соседей всегда больше, чем станций/помех по зеркалке.
-Чтобы исключить прием в зеркальном канале по 2й ПЧ. И если позволит шум синтезатора, увеличить избирательность приёмника. руфинг фильтр нужен обязательно
- Вы так и не ответили на прямой вопрос- портит ли линейность тракта(внутриполосно го)руфинг и всегда ли это происходит?
-Ну протащить сигнал с ДД 100дб через два смесителя задача вполне реальная.
-Вернемся к линейности. Все каскады тракта, сделанные по одной схеме имеют одну и ту-же конечную линейность. А вот сигнал, усиливаемый трактом будет искажаться трактом не одинаково. Для слабого сигнала, вначале тракта, тракт более линеен, чем последние каскады, где амплитуда сигнала больше. Это можно продемонстрировать таким примером. Есть мяч и по нему ползут разные насекомые от муравья до жуков. Для кого мяч ближе к плоскости, а для кого круглый. Чем мельче насекомое тем для него одна и та-же дуга будет казаться ровнее. Поэтому тракт, делится государственной границей (кварцевым фильтром) на две части, перед ним тракт более линеен, чем после, где амплитуды сигналов в Кус больше входных. Поэтому протащить можно только, если сильный не подавит слабого за счет все увеличивающейся нелинейности ближе к выходу и вступлением в действие механизма забития(внутриполосн ого).
- Я самостоятельно измерял IMD в полосе приемника японских (без DSP) трансиверов. IMD в полосе приёмника менялось при переключении полосы (КФ) на 10-20дБ.
- пожалуйста, опишите измерительную установку и какой разнос между 2-мя частотами для IMD. Назовите, кроме FT1000mp, в каких еще трансиверах наблюдалось снижение IMD(внутриполосного) с переходом на более узкий руфинг?
-Кроме IMD, узкие фильтры вносят искажения связанные с временем замедления фильтра
- для информации всем кто не знает этого, задержка во времени сигнала или групповое время замедления фильтра связано с наклоном его фазо-частотной характеристики, производная или степень крутизны дают нам это время. Поскольку от нижнего до верхнего скатов полосы фильтра фаза у всех фильтров меняется на примерно одинаковый угол, то получается - чем уже фильтр, тем она круче, а время задержки больше.
-Узкие КФ (<300гц) в отличии цифровых, звенят.
На самом деле, это не зависит от того какой фильтр- цифровой или кварцевый. Величина звона всецело определяется формой его АЧХ при одной и той-же полосе. Лучшая форма, если я не подзабыл, колокообразная(Гаусо вская), естественно ее легче получить цифровым способом. Но оптимально со всех точек зрения- сначала кварцевый фильтр самый узкий и не очень крутой, который еще не звенит, а потом ДСП-колокообразный с регулировкой полосы.
На самом деле, это не зависит от того какой фильтр- цифровой или кварцевый. Величина звона всецело определяется формой его АЧХ при одной и той-же полосе. Лучшая форма, если я не подзабыл, колокообразная(Гаусо вская), естественно ее легче получить цифровым способом.
Александр, в цифре оно не совсем так. Если делаете БИХ фильтр по аналоговому прототипу, то получаете практически расчетные АЧХ и ФЧХ. А вот КИХ фильтр принципиально имеет линейную ФЧХ.
Александр, в цифре оно не совсем так. Если делаете БИХ фильтр по аналоговому прототипу, то получаете практически расчетные АЧХ и ФЧХ. А вот КИХ фильтр принципиально имеет линейную ФЧХ.
Вадим, я так и не понял, что Вы хотели мне сказать, или что 2-а фильтра имеющие одинаковые АЧХ и ФЧХ и один из них аналоговый, а другой цифровой будут звенеть по разному или не все аналоговое можно сделать в цифре или наоборот не все реализуемое в цифре можно реализовать в аналоге или что не все фильтры являются минимально-фазовыми цепями?
не все реализуемое в цифре можно реализовать в аналоге
Александр, я хотел донести до Вас эту мысль. Если быть более точным, то цифра здесь не обязательна, важна дискретизация, а обрабатывать аналоговые отсчеты можно и на ОУ :smile:
По ссылке, предложенной Ильей: http://www.adat.ch/index_e.html находится сайт производителя "серийного" полностью цифрового трансивера. А во вложении - его презентация. Независимо от интереса р/л-я, в приложении в концентрированном виде сосредоточена очень полезная информация для изучения и понимания уймы вопросов. Поэтому независимо от интереса к ADT-200A советую ее просмотреть. После изучения этого материала я хочу его обсудить и прокомментировать.
Трансивер ADT-200A представляет собой пример идеального будущего, которое нас ожидает. В его функциональной схеме нет ничего, к чему можно придраться или раскритиковать. Но сегодняшняя элементная база почти полностью перечеркивает все его достоинства. И как разработчик не пытается скрыть его главный недостаток-маленький амплитудный диапазон оцифровки его АЦП(AD6645) это сделать ему не удастся. Покажу это на цифрах. Реальный динамический диапазон из спецификации м/сх АЦП-75dB и он подтверждается формулой
с/ш=6,02N+1,76dB, при 12 эффективных разрядах(N=12), с/ш=6,02*12+1,76=74dB. Если учесть, что АЦП оцифровывает амплитудоное значение 2-х полуволн, то с этого диапазона нужно вычесть 6dB на 2-е полуволны и 3dB на переход к действующему значению от амплитудного и останется 75-9=66dB. И цирковой номер на стр.4- добавить к реальному динамическому диапазону 44,8dB за счет цифровой фильтрации не выдерживает никакой критики. Во первых 10Lg(Fs/2*B)=10Lg(73000/2*2,4)=41,8dB, во вторых есть преселектор с 7-ю полуоктавными фильтрами, а в третьих нет никакой связи между этими понятиями. Откуда может появиться дополнительная оцифровка 41,8dB входного диапазона? Ну подавили шумы в ДСП цифровыми фильтрами, ну прибавиться еще 2 разряда за счет 14 разрядного АЦП. Ведь 41,8dB это эквивалентно появлению 7 разрядов. Вот если бы эти разряды были физически и ими оцифровывались сигнал + широкополосный шум тогда вопросов не было, а так - или обман или мечты с заблуждениями. Разве можно представить ситуацию-одноразряное АЦП оцифровывает сигнал + широкополосный шум и после цифровой фильтрации в ДСП получаем дополнительно 7 разрядов. Человек принимает р/л за идиотов иначе не скажешь.
-Если посчитать Кус до АЦП(стр.5), то он равен 10,5dB. Цена младшего разряда 2,2В/2 в 14степени=134мкВ. Что вместе дает минимальный оцифрованный сигнал в действующих значениях-28,3мкВ. Как он усиливает и оцифровывает MDS совершенно не понятно.
одноразряное АЦП оцифровывает сигнал + широкополосный шум и после цифровой фильтрации в ДСП получаем дополнительно 7 разрядов
Александр, а поглядите со стороны на дельта-сигма АЦП - все как Вы описали, сам АЦП - однобитный компаратор, дальше фильтрация. И все приемники вида АЦП на антенне действительно имеют ДД шире, чем АЦП. Я поначалу и сам удивился, но чуда тут нет.
Трансивер ADT-200A представляет собой пример идеального будущего, которое нас ожидает. В его функциональной схеме нет ничего, к чему можно придраться или раскритиковать. Но сегодняшняя элементная база почти полностью перечеркивает все его достоинства. И как разработчик не пытается скрыть его главный недостаток-маленький амплитудный диапазон оцифровки его АЦП(AD6645) это сделать ему не удастся. Покажу это на цифрах. Реальный динамический диапазон из спецификации м/сх АЦП-75dB и он подтверждается формулой
с/ш=6,02N+1,76dB, при 12 эффективных разрядах(N=12), с/ш=6,02*12+1,76=74dB. ..
По ссылкам темы на СКР о приемниках и трансиверах с 16 разрядными АЦП и обсуждение
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=971 5&page=1
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=125 32&page=1
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=964 5&p=212077&viewfull=1#post21207 7 (http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=964 5&p=212077&viewfull=1#post21207 7)
Сергей sgk.
P. S.
Приводить в пример как «идеальное будущее» устройство с 12 разрядным АЦП в 2010 году поздновато. Тем более что один из форумчан самостоятельно делает клон или даже собственную разработку приемника на 16 разрядном АЦП которое в Россию то и поставлять нельзя.
Первая публикация о 12 разрядном радиоприемном устройстве для военных применений была в американском переводном журнале «Электроника» в 1981 или 1982 году.
Сергей sgk.
портит ли линейность тракта(внутриполосно го)руфинг
Вчера измерил IMD КФ в трансивере Дроздова. Лестничные КФ 8814гГц. изготовлены из наборов для изготовления КФ г.Омск 1989г. полосой 2,5Кгц. 8 кристаллов Чебышев и 500гц. 6кристалов Чебышев.
На вход приёмника подавались сигналы КГ с частотой 3575кГц. С разносом 200Гц. К выходу исследуемого КФ подключался SDR приёмник. Для того чтобы не нарушить согласование КФ., первый каскад УПЧ переведен в режим истокового повторителя.
КФ 2,5кГц - Продукт хорошо заметен (по анализатору ) при входном уровне 50мкВ. IMD-56дБ. При уровне 50мВ IMD -42дБ. (лучшей результат моих измерений)
КФ 500Гц - При входном уровне 50мкВ. IMD-50дБ. При уровне 50мВ. IMD -35дБ. Разница не очень большая но и нужно учесть что скаты у 500Гц фильтра положе (6 кристаллов).
При IMD хуже 60дБ. Избирательные свойства DSP теряют свою эффективность, К-3. http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=911 9&p=204258&viewfull=1#post20425 8.
Наверное не зря Icom установив в IC-7800 руфинг с худшей, по сравнению с ранее применяемыми PRO2 , прямоугольностью, продекларировал его как более линейный. А зеркалку по ПЧ. Подавили фазовым методом.
И цирковой номер на стр.4- добавить к реальному динамическому диапазону 44,8dB за счет цифровой фильтрации не выдерживает никакой критики. Во первых 10Lg(Fs/2*B)=10Lg(73000/2*2,4)=41,8dB
Этот цирковой номер на своих цифровых приемниках, сначала на AD6624( Девайсы сказали, что я чуть ли не первый в СНГ их начал использовать, еще инженерные чипы), теперь на AD6654, я вижу уже почти 10 лет (8 так точно). 104 дБ динамдиапазона на 14-и битном входном АЦП (90МГц оцифровка, Морион опора). Нам можете не верить - поверьте авторитетам - http://www.iele.polsl.pl/elenota/Analog_Devices/an502.pdf , http://www.noise.physx.u-szeged.hu/DigitalMeasurements/SeminarBooks/AnalogDevicesSeminar s%5CHighSpeed%5C5.pd f в районе 31-й страницы, вот еще люди пишут http://www.radioeng.cz/fulltexts/2008/08_04a_086_092.pdf . Реальный динамдиапазон, конечно, получается меньше расчетного - из-за точности вычислений, разных типов применяемых диззеров, позволяющих избежать мощных спуров ценой небольшого подъема шумовой дорожки, джиттера клоковой, который на таких частотах (я работаю на втором Найквисте) может хорошо подпортить технические характеристики АЦП
PS Народ забывает почему-то двоечку в знаменателе - поэтому на 3 дБ завышает теоретическое улучшение
Вопрос к администратору! Дмитрий куда делись мои сегодняшние 4 ответа?
Александр, а поглядите со стороны на дельта-сигма АЦП - все как Вы описали, сам АЦП - однобитный компаратор, дальше фильтрация. И все приемники вида АЦП на антенне действительно имеют ДД шире, чем АЦП. Я поначалу и сам удивился, но чуда тут нет.
Сначала договоримся о терминах. Я утверждаю, что через АЦП нельзя прогнать ДД больший, чем его разрядность в многосигнальном понимании. В односигнальном режиме ДД приемника может быть больше ДД АЦП. Возьмем смоделируем многосигнальный режим: сначала подадим минимальный сигнал 1-2разряда затем не меняя Кус до АЦП оцифруем максимальный-14 разрядов. На входе отношение 14разрядов/1-2разряда. На выходе отношение должно увеличиться? А как на счет линейности приемника? Он что разные сигналы усиливает с разными Кус? Или имеется ввиду сигналы меньшие в 100раз его младшего разряда которые он магическим способом оцифровывает? Расскажите как они оцифровываются! Или имеется ввиду сигналы большие в 100раз его 14 разрядов которые он магическим способом оцифровывает? И что поменяется, если подать эти 2 сигнала одновременно(в 100 раз больше его диапазона и без шумов для понимания).
Приводить в пример как «идеальное будущее» устройство с 12 разрядным АЦП в 2010 году поздновато.
Сергей, спасибо за ссылки. Я обязательно с ними ознакомлюсь.
Пример приведен первого и видимо пока единственного "серийного" аппарата с оцифровкой сигнала с антенны. И количество разрядов 14 или 16 для понимания мало что меняет! В первую очередь интересна сама функциональная схема.
я вижу уже почти 10 лет (8 так точно). 104 дБ динамдиапазона на 14-и битном входном АЦП (90МГц оцифровка, Морион опора).
Я точно знаю, что могу ошибаться. Но чтобы убедиться в своей ошибке мне нужно не поверить в чей-то авторитет или утверждения, а на аргументированных доказательствах это понять. Я в ответе Вадиму обрисовал свои представления по данному вопросу. Я предполагаю, что Вы используете заимствованное ПО, но занимаясь 8-10лет этим направлением наверняка разобрались со всей этой кухней. Поясните где я не прав, желательно на физическом уровне и на конкретном примере.
Вчера измерил IMD КФ в трансивере Дроздова.
Александр, искренне Вам благодарен за проделанную работу и представленные результаты. Правильно ли я понял, что типы кварцев одинаковы в обеих фильтрах? Есть ли данные по Дроздову, где IM измерена для всего тракта, чтобы можно было оценить вклад фильтров в суммарные IM? Знаете ли Вы где на форумах или в книгах обсуждался вопрос связи полосы фильтра и его IM в полосе, если не затруднит сбросьте ссылки.
Или имеется ввиду сигналы меньшие в 100раз его младшего разряда которые он магическим способом оцифровывает?
Александр, приблизительно так. Для демодуляции SSB вся полоса АЦП не нужна, и высокая частота отсчетов тоже, поэтому при фильтрации нужной полосы делается децимация. С энергетической точки зрения каждый выходной отсчет после этого содержит несколько входных, что и объясняет возможность приема сигналов меньше LSB.
Я предполагаю, что Вы используете заимствованное ПО, но занимаясь 8-10лет этим направлением наверняка разобрались со всей этой кухней.
Не угадали. Мы как раз кормимся разработкой такого софта. Железо (то, чем занимаюсь я) вторично.
Что касается Вашего вопроса - я бы ответил так, высокая скорость оцифровки дает нам ту избыточность, которая позволяет отслеживать при осреднении тенденцию изменения сигнала. Как мощного, так и слабого, меньше МЗР. А далее аналогично сигма-дельта АЦП из однобитного скоростного потока тенденции передискретизацией с фильтрацией и с обратными связями мы удаляем шум осреднением при этой фильтрации и пытаемся эти тенденции превратить во все большее количество параллельных разрядов. При чем в DDC этот процесс многоэтапный.
объясняет возможность приема сигналов меньше LSB.
Вадим, получается противоречие. Вес младшего разряда 134мкВ, порог оцифровки 28 мкВ. Представим, что мы подали такой сигнал с генератора или чуть ниже, на выходе АЦП чистый ноль(ни одного кода), но процесинг выделит 28мкВ. Ведь чувствительность меряют именно так. А Вы говорите, что нет чуда!
Не угадали. Мы как раз кормимся разработкой такого софта. Железо (то, чем занимаюсь я) вторично.
Что касается Вашего вопроса - я бы ответил так, высокая скорость оцифровки дает нам ту избыточность, которая позволяет отслеживать при осреднении тенденцию изменения сигнала. Как мощного, так и слабого, меньше МЗР. А далее аналогично сигма-дельта АЦП из однобитного скоростного потока тенденции передискретизацией с фильтрацией и с обратными связями мы удаляем шум осреднением при этой фильтрации и пытаемся эти тенденции превратить во все большее количество параллельных разрядов. При чем в DDC этот процесс многоэтапный.
Скажите как соотносятся MDS и вес МЗР по антенному входу? При измерении чувствительности сколько разрядов АЦП занимают собственные шумы приемника? В формуле 10Lg(Fs/2*B) Fs/2 означает полосу фильтра BPF или это производная от F дискретизации и наличие узких BPF на входе приемника никак на ДД по выходу DDC не влияет?
Вадим, получается противоречие. Вес младшего разряда 134мкВ, порог оцифровки 28 мкВ. Представим, что мы подали такой сигнал с генератора или чуть ниже, на выходе АЦП чистый ноль(ни одного кода), но процесинг выделит 28мкВ. Ведь чувствительность меряют именно так. А Вы говорите, что нет чуда!
Такой сигнал в реальной жизни никогда не бывает один: Вы же сами дальше об этом пишете
При измерении чувствительности сколько разрядов АЦП занимают собственные шумы приемника?
Даже при отсутствии внутренних шумов их роль выполнили бы в реальной жизни внеполосные сигналы.
В формуле 10Lg(Fs/2*B) Fs/2 означает полосу фильтра BPF или это производная от F дискретизации и наличие узких BPF на входе приемника никак на ДД по выходу DDC не влияет?
Fs/2 - частота Найквиста или половина частоты сэмплирования. Именно по этой полосе размазан шум дискретизации с амплитудой LSB и равномерным распределением. Формула вычисляет мощность этого шума в полосе приема B. И никаких чудес :smile:
-Такой сигнал в реальной жизни никогда не бывает один: Вы же сами дальше об этом пишете
-Fs/2 - частота Найквиста или половина частоты сэмплирования. Именно по этой полосе размазан шум дискретизации с амплитудой LSB и равномерным распределением. Формула вычисляет мощность этого шума в полосе приема B. И никаких чудес :smile:
-Вадим, я только хочу понять истину и поэтому захожу с разных сторон. А если его подать, то что случиться-стройная теория перестанет работать или ее притянули все-таки за уши? Ну как можно измерить чувствительность в лабораторных условиях, если по ф-ле получаем прибавку в 40dB? Это значит, что собственный шум приемника никогда не оцифруешь, а как они меряют чувствительность?
-Я с шумов и начал. И вопросов нет, что они давятся, но только в диапазоне разрядности АЦП. И подавление шумов может только очистить от них не эффективные разряды, но никак не добавить их количество. По ссылкам я вижу те-же ф-лы с общими словами и что принимать на веру их писанину? Я полагаю, что автоматическое переключение Amp. и Att. и есть ответ на вопрос. Если б разряды добавлялись к чему эта автоматика и ДД 75+45=120dB вполне хватило бы, зачем еще 35dB добавлять?
Я с шумов и начал. И вопросов нет, что они давятся, но только в диапазоне разрядности АЦП. И подавление шумов может только очистить от них не эффективные разряды, но никак не добавить их количество. По ссылкам я вижу те-же ф-лы с общими словами и что принимать на веру их писанину?
Смотрите "ширьше". ДД АЦП равен отношению максимального сигнала к шумам квантования и шумы здесь собраны по всей его полосе до Найквиста. ДД приемника равен отношению максимального сигнала к шумам квантования в полосе приема, и формула только это и отражает. А чтобы это было в реальном дизайне, разрядность данных в процессе обработки сигнала надо выбирать так, чтобы не было ни округления снизу, ни переполнения сверху разрядной сетки. При децимации происходит накопление отсчетов, то есть расширение разрядной сетки вверх.
Честно говоря, я не совсем понял по Вашим вопросам, что же Вас интересует.
Шумовая дорожка при полосе 6 кГц по выходу и 90МГц по входу находится на уровне минус 118дБм. Спектроанализатора у нас в изделии нет, но есть некое подобие измерителя мощности и соотношения сигнал/шум.
Работаем со спутниковыми сигналами в L диапазоне. И с наземными. Поэтому приходится иметь большой динм. диапазон. На антене еще стоит МШУ+кабель до преобразователя с нулевым коэффициентом преобразования в дБ. Сигнал переносится на 70МГц. Как я уже сказал, работаем по второму Найквисту - 45-90МГц. Интегральная мощность шумов в полосе 6кГц (у нас в комплексе можно померять ее) начинает расти, когда отфильтрованый кварцевым фильтром сигнал с генератора превышает эту мощность на 104 дБ и практически сразу начинается резкий рост кучи левых палок.
Что касается повышения битности - давайте зайдем с другой, противоположной, стороны. Представим себе подобие ШИМа - последовательность нулей и единиц, допустим, 0В и 5В, 10-битным ШИМом с установленным на выходе правильным ФНЧ мы можем выставить на выходе сигнал с точностью практически 10бит, хотя у нас только 1 бит по уровню сигнала - избыточность по частоте дискретизации и достаточно низкая частота ФНЧ. Так и в АЦП, только осредняется значение 14 бит за время достаточно длительное, чтобы отфильтрованый ФНЧ сигнал (в цифровом виде устаканился с достаточной точностью) перед этим сигнал в DDC сносится в ноль (или почти в ноль), что как раз дает возможность работе ФНЧ и дециматора и значение сигнала устанавливается со значительно большей точностью, чем 14 разрядов. Простейший способ - берем 100 14-битных отсчетов, приписываем всем по 4 младших значащих 0, при этом 5-й, до этого самый младший бит промигивает, ну может и более старшие, якобы случайно - все-таки здесь уже работает статистика. Осредняем. Получаем 1 отсчет, но 18бит. И прореженный в 100 раз. Сдецимировали типа. Какова вероятность, что он покажет точный отсчет нашего относительно медленно протекающего процесса (затем и делался перенос в ноль) и отфильтрованного ФНЧ - я думаю, очень высока. Где-то так на пальцах.
-Вадим, я только хочу понять истину и поэтому захожу с разных сторон.
Тогда посмотрите на поиски истины ещё с одной стороны
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=573 4&p=111479&viewfull=1#post11147 9
Там (по ссылке) есть программка которая позволяет из wav файла получить значения оцифровки сигнала из АЦП в текстовом формате для самостоятельного анализа.
А если его подать, то что случиться-стройная теория перестанет работать или ее притянули все-таки за уши? Ну как можно измерить чувствительность в лабораторных условиях, если по ф-ле получаем прибавку в 40dB? Это значит, что собственный шум приемника никогда не оцифруешь, а как они меряют чувствительность?
-Я с шумов и начал. И вопросов нет, что они давятся, но только в диапазоне разрядности АЦП. И подавление шумов может только очистить от них не эффективные разряды, но никак не добавить их количество. По ссылкам я вижу те-же ф-лы с общими словами и что принимать на веру их писанину? Я полагаю, что автоматическое переключение Amp. и Att. и есть ответ на вопрос. Если б разряды добавлялись к чему эта автоматика и ДД 75+45=120dB вполне хватило бы, зачем еще 35dB добавлять?
Цифра начинается с АЦП который например «выдает» 96 тыс. раз в секунду 24 разрядные значения «сигнала» где кроме собственно сигнала ещё и ошибки АЦП, шумы, помехи и т. д.
Для получения информации о спектре сигнала как правило применяют БПФ – Быстрое Преобразование Фурье.
Значения частот заданы заранее, вычисляются только величины сигналов на заранее заданных частотах. При вычислениях применяют математические операции сложение, вычитание и умножение. Если Вы умножаете два 24 разрядных числа то получаете 48 разрядный результат, то есть в результате вычислений появляется скажем так «эффект увеличения разрядности АЦП».
Далее просто пример в моих опытах по регистрации сигналов по базе 16 миллионов точек для БПФ за период например 30 минут (1 800 секунд). В «вычислитель» то есть программу для спектрального анализа поступает 1 800 Х 96 000 = 172 800 000 значений сигнала с 24 разрядами. Далее в ПО спектрального анализа есть некий алгоритм – для меня «черный ящик» из-за незнания математики на надлежащем уровне, который и позволяет из этого огромного набора данных «вычислить» 10 нановольтовую помеху на фоне 1 вольтового сигнала и наблюдать 6 нановольтовый сигнал. Что в 10 или более раз формально меньше чем значение младшего разряда АЦП.
Сергей sgk.
Есть ли данные по Дроздову, где IM измерена для всего тракта,
Чувствительность 50Ом. С/Ш 10дб.. AGC_Off.
14,150мгц. SSB 2,5кгц = 0,18 мкв.(-135дбВольт) CW 500гц = 0,14мкв.(-137дбВольт)
Динамический диапазон по блокированию. Уровень помехи по отношению к пороговой чувствительности приемника,
при котором полезный сигнал с уровнем 5мкв. снижается на выходе приёмника на1дБ. Из за шумов ГССа угнетенный сигнал менее 5мкВ отследить было невозможно.
CW 500Гц . AGC_Off. 14,МГц
При разносе частот, сигнал_ помеха 5кГц. = 141дб.
При разносе частот, сигнал_ помеха 20кГц. = 141дб.
При разносе частот, сигнал_ помеха 100кГц. = 141дб.
Динамический диапазон по интермодуляции, по отношению к пороговой чувствительности приемника. ( При измерениях уровни продуктов 3го порядка регистрировались на 10дб. выше собственных шумов приёмника.)
CW 500Гц . AGC_Off. 14МГц
При разносе частот, сигналов 5кГц = 99дб
При разносе частот, сигналов 20кГц = 99дб
При разносе частот, сигналов 100кГц = 99дб
RK9UC 06.07.07
Динамический диапазон по интермодуляции.....
Александр, спасибо за инфо, но эти данные отражают линейность приемника за его полосой, где ФОС участвует минимально. Повторю. Вы померили линейность до выхода фильтра в его полосе(две составляющие и продукт). А чтобы увидеть долю фильтра в суммарных внутриполосных искажениях нужны такие-же внутриполосные данные, но по выходу НЧ(чтобы была включена в тракт АРУ и последние каскады ПЧ).
ДД АЦП равен отношению максимального сигнала к шумам квантования и шумы здесь собраны по всей его полосе до Найквиста. ДД приемника равен отношению максимального сигнала к шумам квантования в полосе приема, и формула только это и отражает.
Вадим, что касается ДД АЦП и далее по предложению я с ним согласен и нет никаких вопросов. Что касается второго предложения, то здесь весь узел проблем. В FT5k усиление выбрано так, чтобы шумы аналогового тракта были над шумами АЦП и это правильно с тчк. зрения получения макс. чувствительности. Причем они выше по данным спецификации, где даются шумы по полосе оцифровки Fs/2. Здесь-же шум в широкой полосе отнимает 2 разряда от 14, а при пересчете по 10Lg(Fs/2*B) получаем примерно 7разрядов из которых 5 физически нет в АЦП. Возникает вопрос сколько разрядов и каких отдать под оцифровку или лжеоцифровку собственных шумов приемника. Как оцифровывать разрядами которых нет физически, а если оцифровывать физическими будет избыточное превышение над шумами АЦП и неизбежная потеря ДД приемника. Я не могу ни с какой стороны понять, как имея вес цифровой(числовой) 1 в DDC равным 134мкВ можно в нем же(DDC) оцифровать 5 разрядами. Представим, что нет шума на входе АЦП и есть только шум квантования. Тогда все отсчеты будут одинаковыми и осреднение даст тот-же отсчет и другого вывода, что кроме убирания шума это ничего не дает и никаких доп. разрядов появиться не с чего. Если уровень меньше порога компаратора и нет шумов, то компаратор никогда не сработает, и что потом не делай без информации доп. разряды ни по какой логике с ничего возникнуть не могут.
Резюме: Снижение шумов по 10Lg(Fs/2*B) не означает возможности появления лишних разрядов(больше физических) для оцифровки слабых сигналов. От сюда- многосигнальный ДД приемника не может быть больше разрядности АЦП, в нашем случае 86dB. Если за ДД принимать отношение максимального сигнала к суммарным шумам, то действительно прирост будет составлять 10Lg(Fs/2*B), что для аналогового, что для рассматриваемого приемников. (Многосигнальный ДД приемника - отношение максимального оцифрованного значения к минимальному, одновременно присутствующие).
Вот так выглядит ближняя зона (чуть больше 15кГц полосы) на выходе DDC два генератора Г4-158 с разницей уровней 80дБ с частотами 19000кГц (галочка) и 19005кГц минус 6 дБм (на втором видны симметричные фаповые палки частот сравнения генератора). Оцифровка 90 МГц, выход - 16бит, 0 - 87,89кГц полоса (именно полоса - I и Q идут с такой частотой, и фильтр расчитывался на эту полосу) по выходу. К сожалению, большую битность (ограничение AD6654, у соседней платы на 6624+АЦП можно больше, но ее трогать нельзя) и меньшую полосу сейчас нельзя поставить - изделие находится в работе, нужна именно такая полоса. Основные шумы - фазовые шумы генератора 19005кГц
внутриполосные данные, но по выходу НЧ(чтобы была включена в тракт АРУ и последние каскады ПЧ).
Зачем мерить КФ с хвостом. Т.е. вносить в измерение IMD КФ. Искажения и шум ПЧ. НЧ. Трактов?
Оцифровка 90 МГц, выход - 16бит, 0 - 87,89кГц полоса (именно полоса - I и Q идут с такой частотой, и фильтр расчитывался на эту полосу) по выходу
Пожалуйста, поясните почему не видно динамического диапазона--- 2 в 16=96,3dB и 10Lg(Fs/2*B)=10Lg(90000/87,89)=30dB вместе 126,3dB?
Зачем мерить КФ с хвостом. Т.е. вносить в измерение IMD КФ. Искажения и шум ПЧ. НЧ. Трактов?
Александр, а как ответить на вопрос чем определяется нелинейность внутриполосного тракта? До выхода фильтра вы померили, а дальше что все идеально. Наоборот растет амплитуда и растут искажения. Из суммы вычтем фильтр и увидим долю всего остального. Станет понятно, слабое звено и куда направлять усилия для повышения IM внутри полосы.
Честно говоря, я не совсем понял по Вашим вопросам, что же Вас интересует.
Я хочу понять каким количеством разрядов Вы оцифровываете собственные шумы приемника и где эти разряды расположены, внутри 16 разрядов АЦП или в зоне 10Lg(Fs/2*B), которая расположена с одной стороны ниже LSB АЦП, а с другой в DDC.
Пожалуйста, поясните почему не видно динамического диапазона--- 2 в 16=96,3dB и 10Lg(Fs/2*B)=10Lg(90000/87,89)=30dB вместе 126,3dB?
Потому что БФП при оцифровке считайте 180килосэмплов в секунду имеет размер 1024 точек - другого в этом изделии нет да и это там не нужно, это случайно найденный мной атавизм в нашем софте. Посчитайте сколько я потерял при отображении. Потому что мой генератор с сумматором не может дотянуть, как минимум, 10 дб до FS АЦП. Потому что фазовые шумы у генераторов такие большие. Но уже явно видно, что при 14 битах оцифровки, из которых где-то 12.5 можно считать истинными динам диапазон гораздо больше Ваших 86дБ. Потому что вы совсем не туда смотрите. Я вам уже говорил - больше проблем вызывает точность вычислений в фильтрах и дециматорах и качество клокового сигнала оцифровки. И кто так суммирует??? Вспомнилась военка - сидим на сампо, жарко, поснимали кители - заходит препод - не служили вы на Кушке - в кунге плюс пятьдесят и на улице плюс сорок пять - вместе плюс 95 - белок сворачивается. Плюс к тому же при 16 битах я шумовую дорожку на минус, скажем, 130 могу увидеть только при строго определенном соотношении частот сигнала и дискретизации и не со всяким окном.
Удачи.
. И кто так суммирует???
Во первых, непонятно почему 16 разрядов стали 14-тю, посчитаем правильно 2 в 12,5=75,25dB и 10Lg(Fs/2*B)=10Lg(90000/87,89)=30dB вместе 105,25dB. Я все-таки надеюсь, что Вы ответите на мой детский вопрос: Я хочу понять каким количеством разрядов Вы оцифровываете собственные шумы приемника и где эти разряды расположены, внутри 16(14) разрядов АЦП или в зоне 10Lg(Fs/2*B), которая расположена с одной стороны ниже LSB АЦП, а с другой в DDC.
Или хотя-бы выскажите свое мнение(предположение ), как в таких функциональных схемах размещают оцифрованные(неоцифр ованные) собственные шумы приемника.
Заранее спасибо.
Для всех желающих разобраться в поднятом вопросе статья на русском о проектировании ЦИФРОВЫХ ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ.
Да потому что на входе оцифровщик не 16-и, а 14-и битный у AD6654 или AD6645 перед AD6624 в старой нашей системе, а Вы почему-то за исходное берете конечное. За счет джиттера клоковой, технологических проблем у AD, моих кривых рук при разработке платы имеем в лучшем случае 12.5бит, т.е. 76.3дБ для синусоидального сигнала и белого шума. Максимальный входной сигнал я стараюсь загнать регулировкой в минус 3-4дБ от FS. Когда у нас был нормальный БПФ на 131 тыс точек, я четко видел динам диапазон в 104 дБ, что достаточно близко к теоретическому 106 с копейками. Собственные шумы приемника, точнее аналоговой части расположены, там где им и положено - на минус 104 (случайное совпадение независящих друг от друга цифр) дБм (с учетом МШУ, потерь в кабеле снижения, Кш преобразователя и нормирующего усилителя в тракте ПЧ) при полосе 89кГц. На AD6624 я четко видел подскок на несколько (3-5) дБ - вот ответ на второй вопрос - шумовой дорожки и форму вершины АЧХ фильтра DDC+АЧХ аналогового тракта в этой полосе при включении питания на МШУ. Когда у нас года 3 назад появилась плата на AD6654, нормального вывода спектра уже не было, съедало много ресурсов, так как на плате 3 DDC-шки да по 6 каналов каждая - 18 БПФ по 131 кточке, абсолютно бесполезных для работы, правда красивых для начальства, пусть даже сильно прореженных по времени было уже слегка тяжеловато для тачки, да и сигнал/шум начали мерять по созвездию (в смысле по среднеквадратичному отклонению от позиции на фазовой плоскости), но все равно, я думаю подскок шумовой дорожки я бы увидел. Более того, динамический диапазон у нас сейчас в системе ограничен нормирующим усилителем в тракте ПЧ 70МГц, поэтому что на 6кГц, что на 89кГц он одинаков, но нас устраивает (вообще-то мы используем полосы до 4МГц).
Я дал Вам абсолютно рабочую модель увеличения разрядности и динам. диапазона за счет переноса в ноль/ФНЧ/осреднения/децимации, проверенную на практике - сейчас в последней версии у нас уже нет отдельного чипа DDC - мы реализовали в Алтерине, но из-за необходимости окна для учета краевых условий и относительной ресурсоемкости этого метода, от него пришлось отказаться. Что сейчас применяется говорить не буду - ключевое слово CIC - например, http://www.mikrocontroller. net/attachment/51932/cic2.pdf немного измененные, в исходнике не требующие операций умножения-деления, а значит менее требовательные к ресурсам и слежению за переполнением.
Гляньте на картинки в даташите AD6654 26, 27 и 31 - остается только завидовать, учтите его 14-битный АЦП.
На 31-й картинке палочка посередине это не комбинашка - постоянка+ошибки математики, у нас она тоже есть
Собственные шумы приемника, точнее аналоговой части расположены, там где им и положено - на минус 104 (случайное совпадение независящих друг от друга цифр) дБм
Если это не "секретные данные", скажите какой Кус от антенны и до AD6645(AD6654) и какой коэффициент шума F(NF) тракта до AD6645(AD6654). Все, что я Вас спрашивал, но Вы так меня и не поняли я смогу посчитать по этим данным.
Еще раз спасибо за потраченное на меня время.
Ну время я на Вас не тратил, надеюсь на то, что у кого-то еще возникнут какие-то критические заметки и придирки (я смайлики не ставлю)
Все известно, кроме одного - кабельного хозяйства, если бы я его знал, то не морочил Вам голову. Усилитель имеет 0.8 д Кш (SPF5122+SBB4089), порядка 25дб усиления, далее пресловутый кабель с 2 китайскими магистральными усилителями, метров 150-200 с 11 этажа соседнего здания к нам на 2-й этаж, на 950-2150МГц, потом преобразователь с 0дб Кп и 10 дБ Кш, потом фильтр ПЧ 2дб потерь, потом нормирующий усилитель с Кш 10дБ и усилением 10-27дБ, которым и подбирается уровень шумов аналогового тракта на несколько дБ выше шумов цифровой системы. Проблема в том,что кабельных трактов несколько и они коммутируются, разница достигает 15 дБ, которая и устраняется нормирующим усилителем. Уровень шумов минус 104дБм на выходе аналогового тракта, который наиболее подходит программистам и мы его выставляем, намеряли очень просто - запустили демодулятор ФМ или ДФМ, подали сигнал с генератора , получили сигнал/шум, скажем 10дБ по точке с мухами на созвездии, потом чистый генератор померяли на FSL6 и FSH6 и пересчитали c учетом подъема шумовой дорожки. Но так как делали это лет 5 назад, и требовалось вмешательство в плату (сейчас никто не будет повторять) - добавляли согласующий трансформатор на анализатор - с 200 Ом на 50 анализатора, некоторые цифры - на сколько именно подскакивает шумовая дорожка при включении МШУ уже не помню, но порядок 3-5дБ не более. При минус 3-4дБм на выходе нормирующего усилителя начинается резкий подъем шумов, а буквально увеличив еще на 1дБ получаем сразу заметно выросшие из шумов палки. Отсюда и 104дБ динам диапазона. Но до насыщения АЦП далеко - насыщается нормирующий усилитель - видно на осциллографе. Усилитель хитрый - трансимпедансный, ведет себя так же хитро. Как и даташит на него.
Так что посчитать ничего не получится. Абсолютно неизвестны параметры кабельного хозяйства.
Мое мнение - на КВ такое не годится пока из-за отсутствия высокодинамичных усилителей (АЦП 16-битные есть и справятся). А вот оцифровка первой ПЧ после кварцевого фильтра, его с натяжкой можно назвать руфинг - так как полоса пропускания определяется не им, а фильтром DDC, он только ограничивет полосу сигнала на усилитель перед АЦП, применяется на КВ сплошь и рядом, даже у харьковчан с бывшего Протона на новых приемниках.
В обычных спутниках тоже бессмысленно - там динам диапазон редко превышает 20дБ, хватает приемников прямого преобразования со встроенным чуть ли не 5-и битным АЦП+АРУ для нормировки.
Для радиолюбителей больше подходит AD6620+АЦП - проще паять, цифровой фильтр внутри круче, хоть и одноканальный, относительно дешев, но максимальная частота ниже - порядка 67МГц, т.е при прямой оцифровке нужны бы были фильтры больших порядков для выделения первого Найквиста. Хотя видел на нем приемники с оцифровкой ПЧ 10.7 и 21.4 - первый Найквист, 45 и 70МГц - это уже второй. Цифровали чуть ли не AD9225 ЕМНИП
И еще. На AD6654 невозможно при оцифровке 80-90МГц получить полосы меньше 6 кГц - рассыпается импульсная характеристика фильтров, пока не удавалось подобрать распределение децимаций. На AD6620 - без проблем 1кГц получали при 62МГц. AD6624 в легко паяемом (относительно) корпусе снят с производства. Остался только BGA.
При минус 3-4дБм на выходе нормирующего усилителя начинается резкий подъем шумов, а буквально увеличив еще на 1дБ получаем сразу заметно выросшие из шумов палки. Отсюда и 104дБ динам диапазона.
Из этого предложения сложно понять о каком методе определения ДД идет речь. Вроде получается нижняя граница определяется уровнем MDS, а верхняя началом ограничения нормирующего ус. и непонятным ростом шумов(превышение уровня MDS). С другой стороны вылезают палки, это помехи от цифры или 2 изм. генератора в тракте? Правильно я понимаю, что 104 dB DD это не по забитию(BDR) и не по IMD, а как сказано выше некое оценочное прощупывание ДД?
И на оцифровку на вход АЦП(выход нормир. ус.) идут минимальный уровень -104 dBm и максимальный -3- -4 dBm?
Дело в том, что я вижу только узкую полосу сигнала, т.е. из 45МГц только в данном случае порядка 90 кГц, и как реагирует система на разные сигналы я действительно могу только оценивать. Это не случай, когда фильтр первой ПЧ в аналоговом приемнике гарантировано сразу вырезал полосу, скажем 30кГц и все - и динам диапазон определяется первым смесителем при правильном проектировании (ну или входным усилителем иногда, когда его можно применить). На DDC приходит сразу вся полоса с кучей сигналов, потом происходит последовательное преобразование сигнала - сначала сброс в ноль интересующего меня сигнала (при этом остальные сигналы тоже куда-то детерминировано преобразуются, причем математика может сыграть злую шутку с переполнением), потом несколько фильтраций и децимаций (усиление обработки может сыграть забавный эффект - при неправильном подборе коэффициентов передачи я могу перегрузить промежуточное звено, но последующая фильтрация это может скрыть, т.е. перегруз уже произошел, а паразиты отфильтруются и не будут видны, причем, например, фильтр 256 порядка в AD6620 очень круто это может зафильтровать, хотя в предыдущем посте я неправильно сказал, 1 кГц она дает при оцифровке порядка 17МГц) , поэтому методы, принятые в аналоговой технике, могут дать неправильный результат - я не всегда могу учесть все паразитные сигналы. Была ситуация, когда меряли IMD3, вроде все нормально, но случайно введя на соседнем канале этой чипы левую частоту увидели палку очень большого уровня, зависящую от наших тестовых сигналов. Поэтому было уделено внимание возможности выявления таких случаев перегрузки - именно отсутствие подъема шумовой дорожки и легкого "ощетинивания" реальных сигналов говорит о линейном режиме работы чипа. Когда был определен допустимый диапазон сигналов - всякие проблемы прекратились.
На оцифровку идет минимальный уровень минус 108-107дБм и максимальный минус 3 - минус 4 дБм. Трансформатор 1:4 на входе чипа, преобразующий 50 Ом тракта в 200 Ом на вход микросхемы. Это не совсем стыкуется с цифрами даташита (2.2В хитро посчитанных пик-пик на 200 Ом - +4.7дБм), но я больше доверяю анализаторам Родэ-Шварц, чем ему. Или при LT5514 - 1:2. Даташит на нее тоже надо читать очень осторожно. Там очень много двусмысленностей. Например, усиление у нее 27дБ при 2-х каналах, а не 33 обещаных. 3дБ они сами объяснили куда дели ( в резистор согласования 100Ом по выходу), остальные 3 пока непонятно.
Удачи, Виктор
На оцифровку идет минимальный уровень минус 108-107дБм и максимальный минус 3 - минус 4 дБм. Трансформатор 1:4 на входе чипа, преобразующий 50 Ом тракта в 200 Ом на вход микросхемы. Это не совсем стыкуется с цифрами даташита (2.2В хитро посчитанных пик-пик на 200 Ом - +4.7дБм)
Виктор, я посчитаю, а Вы подправите, если будут ошибки. В обеих м/сх AD6645, AD6654: Rвх.диф.=1000ом, максимальный уровень оцифровки по +/-AIN(или на вторичке трансформатора 1:4) равен = -2dBm, максимальный уровень оцифровки по входу трансформатора 1:4 равен = +4,8dBm, размах оцифровки АЦП 2,2В.
Максимальный уровень оцифровки по входу трансформатора 1:4 равный +4,8dBm, приведенный в спецификации- лажа не имеющая разумного объяснения.
Для согласования по сопротивлению нужен Ктр.= корень кв. из 20(1000/50=20)=4,47.
Макс. уровень в dBm через размах: 10lg(((2200/2*корень кв.из 2)в квадрате))/1000)))-30dBm(0dBm-1мВт) = -2,2dBm.
Макс. уровень в dBm на входе транс-ра 10lg(((2200/2*4*корень кв.из 2)в квадрате))/(1000/16)))-30dBm(0dBm-1мВт) = -2,19dBm.
Сигнал/шум АЦП SNR=6,02N+1,76дБ= 86dB или напряжение шума квантования на выходе АЦП 778мВ/86dB=39мкВ.
Шум приемника -108dBm- на входе АЦП 4*0,89мкВ=3,56мкВ.
Цена младшего разряда(шаг квантования) равен ((2,2/(2 в 14)-1))=122мкВ.
Шум приемника ниже порога младшего разряда на 20lg122/3,56=34,26dB.
Чтобы получить выихрыш только за счет полосы 10lg(fs /2∆F)=34,26dB отношение частоты Найквиста к полосе канала-2672раз или при Fs=90МГц полоса должна быть 33,6кГц.
Поскольку в теории радиоприема используют не только оптимальную фильтрацию, но и накопление, то при осреднении за счет того, что частота выборок в тысячи раз больше минимально необходимой можно улучшить с/ш. Здесь используется свойство, что при сложении 2-х соседних выборок сигнал удвоится, а шум увеличится только на 3dB. И наращивая количество выборок сигнал вытаскивают из шумов(за счет разной скорости роста сигнала и шума).
Теперь пару слов как оцифровываются уровни ниже 122мкВ(ниже младшего разряда). Представьте два уровня 0В и 122мкВ и три случая когда полезный сигнал точно по центру, ниже или выше центра 61мкВ. Тогда за счет только шума, видимо эфирного, потому что шум приемника 3,56мкВ(122мкВ- первый порог АЦП) и шум квантования по выходу АЦП 39мкВ (122мкВ) начнет срабатывать первый разряд от сигнала+шума. И если сигнал равен порогу 61мкВ, то выборок с первой единицей и 0В при их большом количестве будет примерно поровну, если сигнал ниже 61мкВ выборок с нулем будет больше чем с 1 и наоборот, если сигнал выше 61мкВ. Таким образов соотношение этих выборок позволяют померять сам сигнал в DDC или RSP.
После такой подготовки вернемся чуть позже к ADT-200A.
Для справки:
SNR =10lg(3)−10lg(4)+10l g(22N )+10lg(f )=6,02N+10lg(f s)−1,25 сигнал/шум АЦП
в полосе 1Гц
SNR=6,02N+1,76дБ+10l g(fs /2∆F) сигнал/шум АЦП
Ой напрасно Вы переходите к напряжениям.
Хорошо, начнем сначала. Because the differential input impedance of the AD6654 is 1 kΩ, the analog input power requirement is only −2 dBm, simplifying the driver amplifier in many cases. To take full advantage of this high input impedance, a 20:1 transformer is required. Это совпадает с Вашими выкладками. Далее, транс 20:1 с широкой полосой вещь неприятная в производстве. Можно поставить 4:1. Но чтобы осталось согласование придется параллельно входу DDC запаять 250Ом. Большая часть полезного сигнала повысит энтропию вселенной, выделившись в виде тепла на этом резисторе. Чтобы обеспечить необходимое напряжение на входе чипа, придется подать более 4дБм на вход трансформатора. Мне кажется достаточно разумным. В жизни все не так, почему - не знаю, пока не знаю. У меня перегруз на меньшей мощности, но это предстоит мне еще выяснить.
Ладно, вернемся к идеальному случаю минус 2дБм на входе чипа и транса - считаем его идеальным, это нормально. Но напряжение на 50 Ом входе транса 1:20 (4,47 по виткам) при этом соответствует 178мВ, а не 778мВ, как у Вас. Что уменьшает шум квантования в те же 4.47раза. Попытка привязаться к шагу квантования ПМСМ - подмена понятий, это не в коей мере не наезд - так проще выразиться, ибо нас интересует сам статистический процесс, т.е. шум, а не его порождающий процесс - ступенька квантования. Т.е. мы должны привязываться к шуму квантования ИМХО. Поэтому о 122мкВ я предлагаю вообще забыть. Пока все. Не будем спешить.
Ну вот, пересчитали шумы приемника, умножив на 4, но почему на 4?
Я ж говорю, лучше оставаться в мощностях - меньше вероятности ошибиться при переходе от одного импеданса тракта к другому.
PS. К десятым в 1.76, или иногда 2.3 или 1.3 в подсчете SNR, я думаю, мы здесь придираться не будем, ибо пока надо хотя бы в порядках разобраться.
Виктор.
вернемся к идеальному случаю минус 2дБм на входе чипа и транса - считаем его идеальным, это нормально. Но напряжение на 50 Ом входе транса 1:20 (4,47 по виткам) при этом соответствует 178мВ, а не 778мВ, как у Вас.
Виктор, я спец. старой русско-язычной школы и там Ктр всегда был по напряжению. Американцы используют по сопротивлению, будем знать и больше не путаться. Я поправил свой пост и рассматриваю все по входу чипа. В рамках полученных цифр возникают вопросы, в понимании которых я очень рассчитываю на Вашу помощь:
-обсуждение будет касаться только выхода АЦП. Шум квантования мы можем обнаружить только на его(АЦП) выходе. И чтобы не потерять максимальный Fш мы обязаны шумы приемника(аналог.час ть) поднять над шумами квантования. Из полученных цифр шум приемника 3,56мкВ и шум квантования 39мкВ этого не видно. Как Вы это объясняете?
- при младшем разряде 122мкВ я не могу понять как происходит оцифровка 34,26dB диапазона входных сигналов лежащих ниже этого уровня(122мкВ). Если рассматривать в полосе одного канала такой диапазон входных уровней, то на выходе АЦП для этого канала всегда будет нулевой код и говорить о ЦОС(процесинге) теряет всякий смысл?
Получается замкнутый круг, чтобы оцифровать нужны внешние шумы, но собственные шумы должны быть выше их, но лежать на -108 dBm?
Поверьте, я вообще-то тоже не молод, более того уже на пенсии, но работаю. С Вашими земляками - "Агат" Акопяновский - довелось поработать. Просто пришлось плавно переползти на мощностную терминологию, ибо на ВЧ удобнее.
С Вашего разрешения маленький таймаут на выходные. Но пока такое: наш АЦП при отсутствии сигнала имеет выходной код 1FFF, но шум и сигнал болтают выходной код в пределах младшего разряда 1FFE-2000. Болтание от шума взаимонезависимо (хорошо, пусть будет не коррелирует) на достаточно длинной последовательности отсчетов, осреднение даст ноль, болтание от сигнала можно осреднить, если бы период нашего сигнала был только в два раза меньше периода дискретизации - нам бы нечего было осреднять, но так как период интересующего сигнала гораздо больше периода дискретизации по осреднению мы можем попытаться вычислить ход этого сигнала, интерполировать его. Я себе это представляю, но не знаю как описАть на словах (хоть и инженер-радиофизик, но больше технолог по образованию). Может глянете на сигма-дельта АЦП, как уже не раз советовали - там похожий принцип
С Вашими земляками - "Агат" Акопяновский - довелось поработать. Просто пришлось плавно переползти на мощностную терминологию, ибо на ВЧ удобнее.
С Вашего разрешения маленький таймаут на выходные. Но пока такое: наш АЦП при отсутствии сигнала имеет выходной код 1FFF, но шум и сигнал болтают выходной код в пределах младшего разряда 1FFE-2000.
Это не земляки, а бывшие коллеги. Пару лет и я там проработал.
Я Вас совершенно не хочу напрягать, отвечайте как Вам удобно, я вполне могу подождать. Согласитесь, что совершенно без разницы какой код на выходе АЦП, при стоящем АЦП. Вопрос- как сигналом+ шум его запустить, если суммарная амплитуда меньше шага квантования. А это стандартная ситуация, когда пытаются больший ДД сигнала, чем ДД АЦП прогнать через АЦП. А то, что мне советуют- это касается обработки после АЦП, это мне как раз понятно, было бы что обрабатывать.
Дополнение:
Диапазон АЦП 20lg((2 в 14 степени)-1)=84dB, Вы сказали, что видите 104db. Значит 20dB находится ниже уровня оцифровки. Как проходит через АЦП сигналы от -108dBm до -88dBm, когда ни сигналов, ни шумов, ни их сумм больше этого диапазона нет? Я охотно верю, что по выходу DDC(RSP) ДД может быть больше 84dB, но в этом больше не может находиться информация, ниже 84dB, там может быть только более точная информация выше этого уровня. Потому как для меньших уровней АЦП стоит по определению, а если оно не стоит значит ДД не 104db.
... Согласитесь, что совершенно без разницы какой код на выходе АЦП, при стоящем АЦП. Вопрос- как сигналом+ шум его запустить, если суммарная амплитуда меньше шага квантования. А это стандартная ситуация, когда пытаются больший ДД сигнала, чем ДД АЦП прогнать через АЦП. А то, что мне советуют- это касается обработки после АЦП, это мне как раз понятно, было бы что обрабатывать.
Все Ваши рассуждения построены на том утверждении что при нулевом сигнале на входе АЦП выходной код АЦП равен «все 0000..00» или «все 1111..11» и не меняются от отсчета к отсчету. А так как код не меняется от отсчета к отсчету то ЦОС и обрабатывать нечего. А так ли это на «самом деле».
Сделайте опыт самостоятельно. Подайте на звуковую карту сигнал равный «нулю», закоротите вход, регуляторы усиления установите в «ноль» и запишите 10-20 секунд в файл типа wav.
По ссылке
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=573 4&p=112958&viewfull=1#post11295 8 (http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=573 4&p=112958&viewfull=1#post11295 8)
инструкция и программка для конвертации wav в текст.
Посмотрите текстовый файл, расскажите что получилось.
Сергей sgk.
Все Ваши рассуждения построены на том утверждении что при нулевом сигнале на входе АЦП выходной код АЦП равен «все 0000..00» или «все 1111..11» и не меняются от отсчета к отсчету. А так как код не меняется от отсчета к отсчету то ЦОС и обрабатывать нечего. А так ли это на «самом деле».
Сергей, не совсем так. Во первых, обсуждаемая, ситуация несколько другая, чем в зв. карте. Здесь нет оцифровки собственных шумов АЦП- ДД АЦП-84dB, а шумы квантования-86dB. А в зв. карте, более низкочастотной, разрядов значительно больше и для большей линейности оцифровывают собственые шумы. Но то что я пытаюсь показать можно продемонстрировать и на примере зв. карты, просто картина для понимания усложнится. Пусть собственные шумы звуковой карты занимают 5-7 разрядов и шаг квантования составляет NмкВ. Чтобы не потерять Fш приемника Вы будете обязаны поднять усиление тракта так, чтобы собст. шумы пр. заняли пространство выше 5-7 разрядов. В этом случае Вы на выходе АЦП получите ДД оцифрованного сигнала меньше самого АЦП, а если на входе макс. сигнал превысил размах оцифровки, то и ДД сигнала вдобавок еще и уменьшится, а применить ЦОС не сможете, так как нет избыточности по оцифровке. Если макс. сигнал не превысил размах оцифровки, то ДД сигнала будет передан полностью. Одним словом сравнивать не сравнимое невозможно, вернемся к исходному.
ДД АЦП -84dB, ДД сигнала 104dB. Как сказано выше, если макс. сигнал превысил размах оцифровки, то ДД сигнала вдобавок еще и уменьшится, поэтому верх зафиксировали, тогда низ опускается 104-84=20dB ниже мл. разряда, как его оцифровать, если добавки собст. шума не приводят к срабатывания АЦП. У нас центр 2,4В, максимум +/-1,1в, минимум +/-120мкВ. Шум АЦП по выходу 39мкВ, шум приемника 3,56мкВ. Вопрос как в зоне "0"=2,4В в рамках окна +/-120мкВ заставить АЦП работать от таких маленьких сигналов? Второй вопрос, а как быть с Fш приемника, когда шум АЦП по выходу 39мкВ, а шум приемника 3,56мкВ? Если встать на позицию, что АЦП шумит от собственных шумов, то как быть с Fш приемника. Как с помощью ЦОС не опускай уровни- MDS всегда будет под шумами АЦП. Если представить, что ЦОС полностью убирает шумы АЦП, то она тем же механизмом должна убирать шум приемника и эфира и мы переходим к мечте р/л- к каналам связи с бесконечным с/помеха и возможностью работать на микроватах, и навсегда забываем об DSP- зачем он теперь.
Дополнение
Раз ЦОС позволяет оцифровывать под шумами АЦП становится возможным навсегда забыть о малошумящих УВЧ и вообще перейти к прямому подключению антены к АЦП только через зоновый Найквист фильтр. Воистину возможности ЦОС безграничны!
Ф-ла SNR=6,02N+1,76дБ+10l g(fs /2∆F) справедлива только при стандартной оцифровке всего ДД сигнала, пришедшего на оцифровку в АЦП!
Давайте пока не будем рассматривать РПУ в целом, только АЦП.
Лично мне очень помог опыт с АЦП звуковой карты «разобраться» почему при сигнале в 100 раз менее шага квантования сигнал виден на спектре .
Тогда шаг квантования был 32 мкВ при 16 разрядах а минимально обнаруженный сигнал 0,3 мкВ. Если посмотреть в текстовом файле значения сигнала во времени то была последовательность нулей и единиц, как без сигнала так и с сигналом.
Но при спектральном анализе на спектре на 1 кГц после накопления сигнал появлялся и 10 назад это казалось чудом. Предполагаю что при наличии сигнала на частоте в данном случае 1 кГц младший разряд чаше принимал значения 1 и не хаотично а по закону 1 кГц синусоидального сигнала. Наверное это уже может объяснить только математическая статистика.
Сергей sgk.
Давайте пока не будем рассматривать РПУ в целом, только АЦП.
Сергей, из Вашего текста следует еще одна не оцененная мною способность ЦОС. А именно отсутствие требований к разрядности АЦП. Т.е. с ее помощью стало возможным оцифровывать 104dB ДД 1-2разрядным АЦП. Но если говорить серьезно, то Вы говорите о накоплении одного и того-же процесса для БПФ. Беря тысячи реализаций одного спектра Вы сужаете полосу окна и этим понижаете мощность шумов. Здесь у нас избыточность по выборкам. Но эта избыточность возможна только для слабых сигналов при наличии шума соизмеримого с шагом квантования. Откуда брать этот шум, какое должно быть его распределение. И этот шум всегда больший, чем MDS в случае когда ДД сигнала больше ДД АЦП. Опять шум пр. ниже шума квантования, зачем тогда бороться за мин. Fш. Замкнутый круг вопросов!
И то, что при такой оцифровке Вы увидели 0,3 мкВ, означает ли, что Вы видите их подав одновременно 0,3 мкВ и 32мкВ* ((2 в 16 степени)/2) и подав раздельно? А если уменьшать амплитуду макс. оцифровки, то в спектре амплитуды 0,3 мкВ всегда остаются или с какого-то уровня исчезают? Если всегда, то разрядность нужна только для верхних амплитуд!? Очень жду Вашего мнения!
Как говорил наш препод квантовой механики в универе, давая решение расчета волновой функции очарованного кварка - "Понять - значит привыкнуть"
Попробуем с другой стороны. Пусть есть полоса 45МГц при оцифровке 90 (элайсинги мы отфильтровали для первой или второй или еще какой-нибудь зоны Найквиста - зачем нам терять 3 дБ?). Шумы квантования минус 85дБ интегрально на всю полосу 45МГц, там есть и полезный сигнальчик с уровнем пусть минус 102дБм. А теперь мы любым способом выфильтруем этот сигнальчик полосой 90кГц. Так, как шумы были размазаны равномерно, то их в полосу попадет одна пятисотая от всего шума - т.е на 27 дб меньше. Его уровень в интересующей выделенной нами полосе составит минус 112дб или на 10дБ меньше до этого спрятанного в шумах сигнала. А насчет потерялся бы или нет сигнал - можно не волноваться - статистически он в нашем шуме отметился, след остался. Здесь мы пересеклись с той проблемой. что и постоянно всплывает на electronix.ru - народ, критикуя метод использования звуковой карточки, забывает, что считает интегральную мощность шумов квантования, которая размазана почти равномерно по всей полосе анализа, а то же БПФ как бы нафильтровывает полосочки и обсчитывает мощность сигнала и шумов уже в этих полосочках, ну и чем больше точек, т.е. чем Уже полосочки, тем меньше шума в них попадает, тем ниже будет шумовая дорожка. Но если шумы нашего сигнала превысят уровень шумов квантования и устройств перед АЦП, то уже эти шумы будут доминировать на спектре и это позволяет довольно достоверно их оценивать. На узкие спуры такое не распространяется (там другая проблема - как попадет палка на отображаемый бин и насолько достоверно он будет отображен) и поэтому эти спуры могут мешать производить измерения палок, но не шумов, а могут и не мешать, если правильно их учитывать. В свое время забавила кнопочка на Tektronix 492 - которая позволяла показывать учтенные убранные спуры самого анализатора, круто эта функция убирания работала . Насчет бесконечного улучшения динам. диапазона все не так оптимистично. Дабы получить 13эффективных бит на частоте сигнала (не оцифровки) 30МГц надо джиттер сигнала оцифровки иметь не более 1пс(пикосекунды) например, сигнал прошедший через большинство ПЛИС имеет добавочный джиттер 20-30пс. Сигнал с 74НС04 - порядка 2-3пс, 74AC04 - порядка 0.73пс. Для 16 бит уже нужны 0.05пс не добавочного, а полного джиттера ЕМНИП.
Как говорил наш препод квантовой механики в универе, давая решение расчета волновой функции очарованного кварка - "Понять - значит привыкнуть"
... В свое время забавила кнопочка на Tektronix 492 - которая позволяла показывать учтенные убранные спуры самого анализатора, круто эта функция убирания работала .
Да, наверное самое сложное это искусство постижения смыслов. А аналогичная «кнопочка» убирающая спуры синтезатора есть в радиолюбительском трансивере Flex-5000. Виктор посмотрите тему
http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=913 6&p=422612&viewfull=1#post42261 2
Приходк
Этот опыт был 10 лет назад. Сигнал 0,3 мкВ превышал уровень шума на 1 дБ (скажем так порог обнаружения) и подавать сигнал с меньшим уровнем не было необходимости. Если подать 32 мВ то он превышал бы линию шума на 40 дБ. Подавать второй сигнал, так не было второго генератора. Беря тысячи измерений для накопления полоса окна не сужается, усредняются случайные процессы, а сигнал нет.
В отношении случая два сигнала «большой и маленький».На картинке
http://www.cqham.ru/forum/attachment.php?attac hmentid=14621&d=1193644772 (http://www.cqham.ru/forum/attachment.php?attac hmentid=14621&d=1193644772)
большой сигнал 1 Вэфф и при отстройке на 100 Гц помеха от сети на –164 дБ ниже прекрасно видна. Если отстроить подальше от фазового шума сигнала то можно наблюдать сигналы с меньшим уровнем.
Может кто из специалистов в области математической статистики даст Вам такой ответ что Вы его посчитаете для себя приемлемым и объясняющим почему после ЦОС «видны» сигналы до 100 раз меньшие порога квантования.
Сергей sgk.
Сигнал 0,3 мкВ превышал уровень шума на 1 дБ (скажем так порог обнаружения) и подавать сигнал с меньшим уровнем не было необходимости. Если подать 32 мкВ, то он превышал бы линию шума на 40 дБ.[QUOTE]
Сергей, сколько разрядов при этом шумело и от каких шумов, какая полоса окна, время счета первого результата? Теперь Вы согласны, что имея 40dB подарка от ЦОС, иметь АЦП 12,14 или 16 разрядов все-равно, результаты будут приемлемы во всех случаях?
Добавлено через 20 минут(ы):
[QUOTE=ledum;422691]А насчет потерялся бы или нет сигнал - можно не волноваться - статистически он в нашем шуме отметился, след остался.
Пожалуйста, поясните какой имеется ввиду шум- квантования(39мкВ, а если разделить на 500, то вообще не на чем отмечаться), но мало того, что он есть только на выходе АЦП, так еще его уровень ниже шага квантования(120мкВ), как можно отметиться в этой ситуации. А остальной шум -104dBm(3,56мкВ).
Сергей, сколько разрядов при этом шумело и от каких шумов, какая полоса окна, время счета первого результата? Теперь Вы согласны, что имея 40dB подарка от ЦОС, иметь АЦП 12,14 или 16 разрядов все-равно, результаты будут приемлемы во всех случаях?
Точно не вспомню, были ли кроме 0 и 1, 2 и 3. Повторите опыт, не может быть что бы у Вас не было звуковой карты.
Была сама первая (для меня) версия Спектралаба, точек было 65536, частота дискретизации 44,1 кГц тогда максимальная, соответственно полоса 0,7 Гц (44100/65536).
Ждать до появления сигнала приходилось около 10 минут, количество усреднений выбиралось бесконечное. Машина была на Целероне 300 МГц, но считала спектры в 8 раз быстрее чем предыдущая на Пентиуме МХ 266 МГц из-за более мощного математического сопроцессора.
Подарки от ЦОС зависят и от разрядности, от значащих разрядов, от фазовых шумов тактового генератора о чем ранее писал ledum, от кол-ва точек для БПФ, от быстродействия машины что мне особенно заметно когда точек 16 миллионов.
Почему результат будет приемлем во всех случаях? C 24 разрядами наблюдаю сигналы в ДД которые мне были недоступны с 16 разрядными картами.
Наверное уже достаточно аргументов и подтверждений в опыте что в «шумах» младших разрядов АЦП содержится информация о сигналах в 100 раз меньших формального шага квантования.
Сергей sgk.
Пожалуйста, поясните какой имеется ввиду шум- квантования(39мкВ, а если разделить на 500, то вообще не на чем отмечаться), но мало того, что он есть только на выходе АЦП, так еще его уровень ниже шага квантования(120мкВ), как можно отметиться в этой ситуации. А остальной шум -104dBm(3,56мкВ).
Опачки. Я чуть отвлекся на Ваш пример с 14битами и шумами квантования минус 85-86дБ (что-то типа идеального SNR), а Вы опять вернулись к DDC, да, начинаешь понимать почему работать с мощностями удобнее. Возможно возникает путаница с внешней схожестью временного (осциллограф) и частотного (анализатор) представлений, из-за того, что у второго есть что-то типа шумовой дорожки, как и на осциллографе.
В свое время приходилось заниматься фоноскопией. Согласный звук, воспроизведенный на осциллографе представляет собой шум на вид, на котором ничего нельзя рассмотреть, на анализаторе спектра особенно в режиме водопада четко видны распределения мощности в определенных частотных диапазончиках - форманты. Так и здесь, в какофонии шума пусть, по Вашему 39мкВ или по мощности минус 75дБм есть маленький вклад от сигнала - на осциллографе он абсолютно не виден, но если применить преобразование в частотной области - наложить фильтр с полосой 90кГц в данном случае, при нарезке пачек по 500 выборок будет иметь одинаковое практически значение. И если мы перед этим либо тупо добавили нули справа, либо, как в DDC в результате перемножения с цифровым гетеродином, которым мы сигнал перенесли в ноль, у нас станет вообще 32 или 48 бит, само собой, эффективных столько же, сколько было в АЦП до переноса, то мы увидим что практически постоянными на такой выборке с периодом единица деленная на две полосы фильтра (Найквист - Котельников должен быть соблюден) и неизменными уже где-то не на 14 битах, а на 18 - фильтр сделал нам осреднение, и удалил большую часть шумов, находившихся в основном за пределами интересующейнас полосы. Остается только отбросить 499 практическки одинаковых и уже не нужных отсчетов - т.е провести децимацию (хотя это можно было и не делать, но неудобно смотреть на анализаторе и лишние данные) и мы увидим сигнал над шумами, ибо в своей частотной полосе он был априори выше. Уже и не знаю как по другому сказать. ИМХО Вам надо чуть отвлечься и обдумать. Забудьте о ступеньке - от нее стараются избавиться, во первых попасть она может куда угодно по уровню на синусоиде (точнее сигнале), если период синусоиды не кратен частоте дискретизации, когда кратен -тогда шумовая дорожка внизу, но стоят огромные палки как раз до уровня шумов квантования - такой случай не лечился бы никакой бы статистикой, чтобы этого избежать добавляют шум, больший ступеньки, специально в сигнал, обычно в полосе далеко от интересующего сигнала, чтобы потом выфильтровать - диззер. В аналог девайсовской апликухе это точно было.
В аналог девайсовской апликухе это точно было.
Виктор, Вы ранее так подробно разжевали обработку, что у меня исчезли пока вопросы. Я вроде задал простой вопрос. Как на выходе АЦП может остаться след от слабого сигнала, если этот след по определению может оставаться только за счет наличия шумов на входе АЦП (во временной области) больших или соизмеримых с шагом квантования. Приведенные цифры такого шума не дают, вот мне и непонятно откуда берется след для дальнейшей обработки. Вы ранее писали, что из 14 р-ов только 12,5 эффективных, какими шумами забиты 1,5раз-да. Вы вроде нигде не упоминали в какой полосе мерялся MDS. Если допустить, что в 90кГц, то шум приемника на входе АЦП будет в 500раз больше 3,56мкВ*500=1,78 мВ и вопрос закрыт. Подтвердите или скажите как на самом деле обстоят дела. И если не трудно расшифруйте предложение в цитируемом заголовке.
Аппликуха - вторая ссылка в сообщении #245 в этой теме рисунки 5.53 и 5.55. Для измерения минимально различимого я пытаюсь увидеть его на выходе DDC при полосе 90кГц. Влияние джиттера здесь http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/59756494064912342505 44717599125702454693 70622559215111838541 80687755AN501_a.pdf . Кстати, оказалось нечто подобное, само собой, уже здесь обсуждалось и приводились картинки по диззеру (меня тоже тогда здесь еще не было), например, http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=723 8&p=148243&viewfull=1#post14824 3 . Ну и что касается 122мкВ. Максимальная погрешность квантования равна не шагу, а по крайней мере, в два раза меньше - вспоминаем метрологию, далее, считается, что шум квантования белый, его пик-фактор (отношение пиковой к средней мощности) близок к трем, поэтому усредненная амплитуда шума будет близка к шагу квантования/(2*корень из 3) ИМХО. Но есть неудобные положения шумовой дорожки относительно уровня квантования, поэтому сигнал лучше зашумить легко фильтруемым впоследствии сигналом, чтобы выйти из этого неудобного положения.
В той теме, я так понял, обсуждался этот http://www2.rohde-schwarz.com/file_6918/EM510_dat_en.pdf приемник.
поэтому сигнал лучше зашумить легко фильтруемым впоследствии сигналом, чтобы выйти из этого неудобного положения.
Виктор, я начал обсуждение трансивера нового веяния. И увидел, что прилично подотстал по многим вопросам и чтоб вернуться к этому обсуждению на новой платформе знаний, мне показалось полезным пообщаться с разработчиком связанным с конкретным устройством. Но Вы по не понятным мне причинам постояно от этого уходите. Мы здесь собрались, чтоб помогать друг другу. Если не можете ответить- скажите не знаю и вопрос закрыт. Вроде представились разработчиком и третий раз отвечаете как не видите вопроса. Я ведь тоже не испытываю удовольствия от насилия, и в мыслях не держу никаких других целей как самому разобраться и доходчиво рассказать другим, кому это интересно. Если не хотите отвечать-скажите, не понятен вопрос-я сформулирую по другому, а играть со мной в кошки мышки-не понимаю для чего это может быть Вам нужно.
Мне кажется, что постоянно пытаюсь ответить на Ваши вопросы, но наверное, не на тот, что Вас интересует. Или я его действительно не понимаю. Даже скажем так - не вижу. Попытайтесь его задать иначе. Или по каким-то причинам не хотите понять ответ. Возможно другие участники форума как-нибудь нас подтолкнут к пониманию - я не могу понять что Вы хотите узнать. Все цифры, которые я могу намерять, привел. Я Вам специально дал ссылку на ветку, где уже обсуждалось это все. Гораздо более подробно и с гораздо большим количеством участников - может там увидите ответ на свой вопрос.
Никакого нового веяния я не вижу. В России многие фирмы выпускают такие приемники или платы для таких приемников на Грейчипах, Интерсилах, Аналог Девайсах, сейчас появились аналогичные чипы от Линеар Текнолоджи и Нашионал Семикондакторс, в Украине на AD DDC делаем мы уже почти 10 лет и бывшие Протоновцы из Харькова - они тоже довольно давно (больше 5 лет). У них эти приемники называются Галактика. DDC как и у нас по ПЧ. Серийно.
Удачи, Виктор.
[QUOTE=sgk;422776] Наверное уже достаточно аргументов и подтверждений в опыте что в «шумах» младших разрядов АЦП содержится информация о сигналах в 100 раз меньших формального шага квантования.[QUOTE]
Сергей, специально для Вас, как самого продвинутого в области БПФ измерений, может пригодится при измерениях(здесь только мой перевод):
БПФ берет дискретное количество выборок по времени М и преобразует их в М/2 дискретные спектральные составляющие. Частотный разнос между спектральными составляющими равен (дельта f)=Fs/M. Fs-частота дискретизации.
Теоретическое отношение для АЦП в действующих значениях с/ш=6,02N+1,76dB(в dB). N-разрядность АЦП. БПФ имеет шумовую дорожку ниже этой цифры на 10lg(M/2). И это теоретический предел. Зная это, вы всегда можете контролировать достоверность полученных результатов.
Также спасибо за ответ.
...Я вроде задал простой вопрос.
Как на выходе АЦП может остаться след от слабого сигнала, если этот след по определению может оставаться только за счет наличия шумов на входе АЦП (во временной области) больших или соизмеримых с шагом квантования.
Наверное надо сосредоточить усилия и получить ответ на то как именно, благодаря каким факторам или физическим явлениям «на выходе АЦП может остаться след от слабого сигнала».
Попробуем объяснить «наличие следа» примерно так:
Рассмотрим некий гипотетический АЦП пусть с 16 разрядами, частотой дискретизации 96 кГц и ошибкой квантования +/- 0,5 ед. младшего разряда. На вход АЦП подан белый шум с максимальным уровнем 2 младших разряда и синусоидальный сигнал с уровнем 0,1 младшего разряда. На выходе АЦП будут коды 00, 01, 10, 11 . Например уровень шума 2 + ошибка +0,5 + сигнал +0,1 код на выходе АЦП = 11.
Если «наблюдать, анализировать» за выходным кодом АЦП короткое время 2 – 3 выборки то выявить влияние сигнала не представится возможным. А вот если длительное время например 100 секунд для анализа будет 9 600 000 16 разрядных значений и благодаря ЦОС наличие сигнала «высчитывается».
Почему «высчитывается»? Потому что в выходном коде АЦП комбинации кодов обусловлены не только шумом но и сигналом. А вот теперь на вопрос почему синусоидальный сигнал с уровнем 0,1 единицы младшего разряда вместе с шумами 2 единицы младшего разряда вызывает появление кодов по которым можно высчитать сигнал по моему может «правильно» объяснить специалист знакомый с математической и физической статистикой.
Сергей sgk.
А вот теперь на вопрос почему синусоидальный сигнал с уровнем 0,1 единицы младшего разряда вместе с шумами 2 единицы младшего разряда вызывает появление кодов по которым можно высчитать сигнал по моему может «правильно» объяснить специалист знакомый с математической и физической статистикой.
Сергей, на этот вопрос уже был дан ответ. Могу повторить еще раз. В радиотехнике существует 2 способа вытаскивания сигнала из под шумов. Оптимальная фильтрация и накопление. В первом случае(фильтация) сигнал никак не меняется, а мощность шумов падает по закону 10lg(полоса шумов 1/полоса шумов 2)). Во втором случае(накопление)(о среднение) происходит накопление выборок(с+шум), сигнал с каждой новой выборкой увеличивается на 6dB, а шум-только на 3dB. И никаких других физических способов вытащить сигнал из под шумов не существует.
Что касается следа на выходе АЦП здесь тоже все понятно, если сигнал+шум меньше шага квантования, то следа не будет никогда. Но мы забываем одну тонкость о которой я хочу рассказать. Никому неинтересен с/ш меньший единицы, единицы операторов могут вытащить от туда информацию. Стало быть сигнал всегда над шумами, но вот здесь вся хитрость. Если мы смотрим на это соотношение после ДСП фильтрации, то да. Но если посмотреть на это отношение перед АЦП, то оно будет хуже на 10lg(полоса шумов 1/полоса шумов 2)), где 2-полоса ДСП, а 1-полоса или BPF или руфинга, взависимости от функциональной схемы. Поэтому для оцифровки следа в АЦП нужно правильно выбрать полосу и Кус или подмешивать рядом(между зонами Найквиста) по частоте шум. Вот собственно и все, что нужно знать для понимания затронутого вопроса.
Никому неинтересен с/ш меньший единицы, единицы операторов могут вытащить от туда информацию.
Александр, не совсем так. Если взать стандартный канал 0.3-3 кГц, то среднетренированный оператор принимает в такой полосе телеграфный сигнал, который ниже шума на 10дБ.
Поэтому для оцифровки следа в АЦП нужно правильно выбрать полосу и Кус или подмешивать рядом по частоте шум.
Не обязательно рядом, любой сигнал, попадающий в полосу АЦП (даже с заворотом спектра) даст такой эффект. Более того, удобно иметь этот сигнал вне выделяемой полосы, тогда он без проблем отфильтруется в ходе обработки.
Вадим здравствуйте.
Вопрос изначально задавал Приходк
«Как на выходе АЦП может остаться след от слабого сигнала, если этот след..»
Если Ваш ответ удовлетворит Приходк и ему станет понятно почему например в моем опыте 10 летней давности при «уровне квантования» 32 мкВ «виден» сигнал 0,3 мкВ то тему по данному вопросу можно будет считать закрытой. Но могу предположить что вопрос о понимании так и останется открытым.
Сергей sgk.
Александр, не совсем так. Если взать стандартный канал 0.3-3 кГц, то среднетренированный оператор принимает в такой полосе телеграфный сигнал, который ниже шума на 10дБ.
В данном случае, это не принципиально. Принципиально не ухудшить это соотношение, а для этого, если шум+сигнал(минимальн ый) не оцифровывается в АЦП добавлять шум не в полосе сигнала(рядом).
Если Ваш ответ удовлетворит Приходк и ему станет понятно почему например в моем опыте 10 летней давности при «уровне квантования» 32 мкВ «виден» сигнал 0,3 мкВ то тему по данному вопросу можно будет считать закрытой. Но могу предположить что вопрос о понимании так и останется открытым.
Сергей, БПФ и то, что мы обсуждаем, как говорится лежит, ортогонально т.е. никак не связаны. Поясню, что я имею ввиду. У Вас есть процесс и Вы можете его представить в 2-х формах-временной и частотной. Представление в частотной форме означает, что есть, по формулам посчитанные, гармонические составляющие со своими амплитудами и фазами и они так однозначно связаны с временной формой представления, что сложив все эти составляющие Вы опять получите с той же степенью апроксимации сигнал в временной области. Отсюда следует, что раз по формулам, то разрешение будет как я Вам раньше выложил формулы.
А мы обсуждали как оцифровать сигнал меньший шага квантования, чтобы получить его след и не ухудшить Fш входной части(УВЧ+....) приемника.
Немного уточненные некоторые объяснения http://www.lr.ttu.ee/irm/sideseadmete_mudelda mine/SNR=6.02N%20+%201.76 dB.pdf .
Ну и напоследок небольшая провокация. Внеполосное подшумливание - зло, его в правильно спроектированой системе быть не должно. У меня все диззеры выключены. Ответ почему был в моих постах. Удачи всем.
"Идеальный N-разрядный АЦП имеет погрешности (по постоянному или переменному току), связанные только с процессами дискретизации и квантования. Максимальная погрешность, которую имеет идеальный АЦП при оцифровывании входного сигнала, равна ±1/2 LSB. Любой аналоговый сигнал, поступающий на вход идеального N- разрядного АЦП, производит шум квантования. Среднеквадратичное значение шума (измеренное по ширине полосы Найквиста, от постоянного тока до fs/2) приблизительно равно весу наименьшего значащего разряда (LSB) q, деленному на √12. При этом предполагается, что амплитуда сигнала составляет, по крайней мере, несколько младших разрядов, так что выход АЦП изменяет свое состояние почти при каждом отсчете. Сигнал ошибки квантования от входного линейного пилообразного сигнала аппроксимируется сигналом пилообразной формы с максимальным размахом q, и его среднеквадратичное значение равно q/√12 .
Можно показать, что отношение среднеквадратичного значения синусоидального сигнала, соответствующего полной шкале, к среднеквадратичному значению шума квантования (выраженное в дБ) равно:
SNR = 6,02N + 1,76 дБ."
Это цитата из американского семинара. Из этого текста следует, что ENOB(эффективное количество разрядов- оцифровка информации) всегда на несколько разрядов меньше N.
ENOB=((S/(N+D)actual-1,76dB))/6,02.
SNR = 6,02N + 1,76 дБ + 10log(fs/ 2•BW)-ДЛЯ СИНУСОИДАЛЬНОГО СИГНАЛА, СООТВЕТСТВУЮЩЕГО ПОЛНОЙ ШКАЛЕ АЦП
Эта ф-ла связана только с шумами квантования т.е. с их уменьшением до полосы сигнала. Здесь речь идет только в рамках АЦП, без ЦОС.
Во-первых, мало о чем могут писАть американцы, если им это выгодно.
Во-вторых здесь они правы, правда немного преувеличили.
В-третьих, как я сто раз говорил,еще и джиттер клока ситуацию портит.
в-четвертых при правильной энергетике системы шумы эфира, приведенные ко входу АЦП (шучу, конечно, чаще, к сожалению, аналогового тракта) должны быть больше шумов квантования на пару-тройку дециБелл и уже они играют роль диззера. Шумы во всей полосе Fs/2. Не забываем, что и любой сигнал выше уровня шумов квантования тоже каким-то образом может работать как диззер. А эфир без сигналов - это не эфир или мы недоиспользуем АЦП.
А диззер нужен для измерения сферического коня в вакууме - чего-то идеального, надуманного и недостижимого, например, при сдаче темы при закороченном входе, и постоянном ожидании, что шумовая дорожка попадет в неудобное положение. А потом это можно выдать в качестве фичи. Хотя, как говорил один человек на эл-хе, есть очень редкие случаи, когда без диззера не обойтись.
..Из этого текста следует, что ENOB(эффективное количество разрядов- оцифровка информации) всегда на несколько разрядов меньше N...
На картинке результат ENOB = 23,3 вита.
http://www.cqham.ru/forum/attachment.php?attac hmentid=53862&d=1272278002 (http://www.cqham.ru/forum/attachment.php?attac hmentid=53862&d=1272278002)
Сергей sgk.
Сергей, ключевое слово "на картинке". Поверьте, я делал кучу девайсов на AK5394A и Асахи Касеи не знают, что они дают 23.3 бита, иначе об этом кричали бы во всю. 22 бита - предел, что мне довелось видеть при OP627 в качестве преобразователя в дифференциальный сигнал. И даже без него. При питании от аккумуляторов. Обычно 20.5 - 21 бит с теми же аккумуляторами. Кстати, и в тачке, как на этом нашем 8-канальном устройстве ввода сигналов полосой чуть меньше 32кГц (такая вот нестандартная полоса и оцифровка 64кГц)
Поправьте меня, если я неправ. У Вас 500 с копейками тыс точек БПФ шумовая дорожка на где-то минус 165дБ, значит, 165-10lg(500000/2)=111дБ, что соответствует 110/6=18.3 бит. Как он насчитал 23.3 - не знаю
..Поправьте меня, если я неправ. У Вас 500 с копейками тыс точек БПФ шумовая дорожка на где-то минус 165дБ, значит, 165-10lg(500000/2)=111дБ, что соответствует 110/6=18.3 бит.
Это справедливо для всей полосы 48 кГц. Кстати для ENOB нужен идеальный сигнал которым не располагаю.
Как он насчитал 23.3 - не знаю
Это значение для полосы частот в наблюдаемой на экране части спектра.
Ну а как ti получает 23,5 бита?
Сергей sgk.
Цитата для размышлений:
"В общем случае SFDR существенно больше, чем теоретическое значение отношения сигнал/шум N-разрядного АЦП (6,02N + 1,76 дБ). Например, 12-разрядный АЦП AD9042 с SFDR 80 дБс имеет типичное отношение сигнал/шум 65 дБс (теоретическое 74 дБ). Это объясняется тем, что есть существенное различие между измерениями искажений и шума. Выигрыш в отношении сигнал/шум БПФ (33 дБ для БПФ с 4096 точками) допускает существование частотных линий значительно ниже наблюдаемого минимального уровня шума. Увеличение разрешающей способности АЦП может увеличивать отношение сигнал/шум АЦП, но не обязательно улучшает его SFDR".
Из спецификации AD6645:
SFDR = 89 dBc, fIN 70 MHz up to 105 MSPS
Отсюда следует, что если нет механизма убирания гармоник входного сигнала и прочих палок, то динамический диапазон трансивера не может быть больше SFDR(АЦП) = 89 dBc, а автор убеждает нас в 120dB ДД?
Из спецификации AD6645:
TWO TONE SFDR @30.5 MHz=98-100dBc
Вопрос откуда 120dB ДД, не важно что, где и когда кто видел, есть параметры АЦП ограничивающие ДД- как их можно обойти и возможно ли это в принципе?
Здесь Вы правы. Кроме учета спуров и последующего их удаления чисто математически мне другие методы неизвестны. В 120дБ с учетом спуров не верю. Благо 24-ю с 45-й знаю. Некоторые спуры исчезают при диззере (но при реальных сигналах он и так есть), некоторые уменьшаются при децимации, но остальные только размножаются. Единственно, что утешает, что реальные спуры меньше, чем нормируют Девайсесы. Дабы по судам потребители не затаскали. И с каждым годом их становится все меньше и меньше. Большая часть спуров все-таки из-за конструктивных хомутов и технологий или того и другого, что потихонечку устраняется. Тем более, их очень мало и вероятность попадания в полосу, скажем 3кГц, очень мала. Но существует.
То Сергей. Эффективные биты на размере экрана компьютера ИМХО нонсенс и никакого физического смысла не имеет.
Что касается указанных Вами АЦП, то у Лайнеров вроде были еще лучше цифры. Не удивительно при таких частотах. Здесь уже можно идеально выровнять все клоки, все задержки, устаканить все сигналы, джиттер также практически не может влиять. Низкие частоты - малые пролазы между цепями. Можно применить медленные, а значит и малопотребляющие, т.е. не самопрогревающиеся внутренние компоненты, и т.д. Я надеюсь, ясно выразился
Powered by vBulletin® Version 4.1.12 Copyright © 2025 vBulletin Solutions, Inc. All rights reserved. Перевод: zCarot