Просмотр полной версии : расчёт коэф. усил. УПЧ SDR приёмника
Есть вопрос по методике расчёта коэф. усиления УПЧ SDR приёмника при заданной чувствительности и односигнальном динамическом диапазоне.
Допустим, нужно получить:
односигнальный ДД = 80 дБ;
чувствительность в полосе 3 кГц при отношении сигнал/шум 10 дБ = 3 мкВ.
Приёмник:
входные ДПФ (связка ФВЧ + ФНЧ), потери примерно -1 дБ;
стандартный квадратурный ключевой смеситель на FST3253, потери -4 дБ;
дифф. усилитель THS4522;
аудиокодек CS4272, частота дискретизации 48 кГц 16 бит.
Нужно рассчитать коэф. усил. дифф. усилителя.
Если мысли, что можно поступить так:
Dynamic Range unweighted АЦП = 111 дБ, максимальная амплитуда входного сигнала = 1,4 В, соответственно, эфф. значение = 0,99 В.
А нам надо ДД = 80 дБ, что по напряжению 10 000 раз. Находим минимальный уровень напряжения на входе кодека: 0,99 В/10 000 = 99 мкВ.
Потери в ДПФ и смесителе в сумме -5 дБ, что по напряжению 0,56. Чувствительность нужна 3 мкВ, после смесителя уровень будет уже 3 мкВ*0,56 = 1,7 мкВ.
Тогда коэф. усил. УПЧ должен быть 99 мкВ/1,7 мкВ = 58.
Можно ли так считать? Мне кажется, что это не совсем правильно.
Phoenix, Владимир, ну что Вы! Ку=0,99 В/1,7 мкВ~=580 000, а на сильный сигнал должна быть АРУ или (и) аттенюатор на входе.
(Если применить 24-битный АЦП, то по-вашему расчёту на выходе смесителя уже делитель надо ставить :shock: )
Прошу прощения, заметил описку, уже исправил.
Dynamic Range unweighted АЦП = 111 дБ
Это видимо в режиме 24 бит. При 16 битах наверно будет порядка 94 дБ.
Лог10(580000)=115,3 дБ. Так что получилось примерно правильно. Другое дело высчитать какой максимальный сигнал допустим на входе антенны, чтобы не превысить максимум для ЗК. 1,0 В/58=17,24 мВ. С учетом потерь в смесителе и ДПФ на входе антенны получим примерно 31 мВ. Относительно 1 мкВ это будет 89,83 дБмкВ. Вот это и есть линейный ДД вашего SDR-приемника.
Phoenix, Владимир, цифры производителя должны быть проверены хотя бы на логику : например, чтобы разобрать речь (оцифрованную) надо, как минимум, амплитуду в 6-7 бит (64-128 отсчётов), да над шумом возвышаться на 10 дб (~80 -- 160 отсчётов), а при 16 битной оцифровке имеем 2^15=32768 т. е. от минимального до максимального сигнала 32768/100~320 раз или 50 дб -- вот реальный ДД, который Вы получите от Вашего SDR :cry: На CW поболее, но никак не 80 и уж никак не 94 :-|
Простое правило: 1 разряд АЦП - 6 db.
24 бита (разряда) =2^24 значений. Это 16 777 216. Или 20*log(16 777 216)=144,49 db. Отсюда простое правило 6*24=144.
Реально количество эффективных разрядов всегда меньше. Максимум 20 разрядов или 120 db. Чаще 100-110 db. Это 17-18 бит.
Для 16 битной карты максимально 96 db. Реально меньше.
А Вы задали 80 db. Мало.
Надо правильно выбрать усиление, чтобы реализовать возможности карты. Усиление, на мой взляд, надо установить меньше при Ваших скромных запросах по чувствительности. Выиграем по устойчивости к импульсным помехам - хотябы по перегрузкам диффусилителей I и Q сигналов (даже 0,1*58=5.8, для карты предельно 2 уже нужно убирать уровень регуляторами карты). Полоса широкая, импульсные помехи - мощные. А 3 мкв по нижнему порогу реализуются запросто.
Лог10(580000)=115,3 дБ. Так что получилось примерно правильно. Другое дело высчитать какой максимальный сигнал допустим на входе антенны, чтобы не превысить максимум для ЗК. 1,0 В/58=17,24 мВ. С учетом потерь в смесителе и ДПФ на входе антенны получим примерно 31 мВ. Относительно 1 мкВ это будет 89,83 дБмкВ. Вот это и есть линейный ДД вашего SDR-приемника.
Присоединяюсь.
Но что будет, если снизить усиление регуляторами звучки или уменьшить усиление, установленное жестко цепями ОС в усилителях IQ? Снимем ограничение по перегрузке звучки. А снизу запас. Мы подгоним ДД тракта SDR по уровням, оптимально используя весь (с оговорками) ДД звучки!
Простое правило: 1 разряд АЦП - 6 db.
24 бита (разряда) =2^24 значений. Это 16 777 216. Или 20*log(16 777 216)=144,49 db. Отсюда простое правило 6*24=144.
Реально количество эффективных разрядов всегда меньше. Максимум 20 разрядов или 120 db. Чаще 100-110 db. Это 17-18 бит.
Для 16 битной карты максимально 96 db. Реально меньше.
Это всё известно.
А Вы задали 80 db. Мало.
Если Вы про ДД АЦП, то я же писал:
при 24 битах Dynamic Range unweighted АЦП = 111 дБ,
при 16 битах предположительно 94 дБ, надо же от чего-то отталкиваться :) .
RN6LKU, Валерий, чуть подкорректирую: так как мы имеем дело с сигналами знакопеременными, то АЦП 16 битное имеет на выходе -32767--0-- +32767, поэтому ДД его 20*Lg(32767)=90.3 дб , соответственно 24 разряда 20*Lg(8 388 607)=138.5 дб
при 24 битах Dynamic Range unweighted АЦП = 111 дБ,
при 16 битах предположительно 94 дБ, надо же от чего-то отталкиваться .
И не только отталкиваться, но и стремиться использовать ДД на всю катушку. Подогнать уровни реального сигнала к оптимальным уровням звуковой карты. При помощи выбора оптимального усиления.
Другое дело высчитать какой максимальный сигнал допустим на входе антенны, чтобы не превысить максимум для ЗК. 1,0 В/58=17,24 мВ. С учетом потерь в смесителе и ДПФ на входе антенны получим примерно 31 мВ. Относительно 1 мкВ это будет 89,83 дБмкВ. Вот это и есть линейный ДД вашего SDR-приемника.
Вы выполнили обратный относительно моего расчёт, только не понятно откуда 1 мкВ? Относительно 3 мкВ будет 80 дБ, от этого я же и отталкивался при расчёте.
И не только отталкиваться, но и стремиться использовать ДД на всю катушку. Подогнать уровни реального сигнала к оптимальным уровням звуковой карты. При помощи выбора оптимального усиления.
Ну так это я и пытаюсь сделать, рассчитать коэф. усил. для необходимой чувствительности и ДД.
Люди, не пинайте если спрашиваю глупость, но ведь подсчитаная вами цифра 580000 - это именно коэффициент усиления УПЧ, т.е. включая "processing gain" АЦП (равный отношению полосы пропускания АЦП к полосе НЧ). Т.е усиление именно диф. усилителя должно быть меньше?
Т.е усиление именно диф. усилителя должно быть меньше?
Гораздо! Можно проще, Кш лучших ЗК около 40дб. Допустим нам надо 10дб шумов приёмника. 40-10=30дб Ку аппаратного УПЧ. С карточками похуже надо побольше, но ДД соответственно падает.
ЗЫ: и не забывайте о децимации. Всё же 192/6 (для полосы приёма 3кГц)=32. Это около 2,5 бит. Где-то 13-14дб добавить к ДД можно ИМХО.
Люди, не пинайте если спрашиваю глупость, но ведь подсчитаная вами цифра 580000 - это именно коэффициент усиления УПЧ, т.е. включая "processing gain" АЦП (равный отношению полосы пропускания АЦП к полосе НЧ). Т.е усиление именно диф. усилителя должно быть меньше?
Цитата: Пост №1 ( http://www.cqham.ru/forum/newreply.php?do=newr eply&p=519218 )
УПЧ должен быть 99 мкВ/1,7 мкВ = 58.
Я бы считал так.
Мы знаем возможности тракта по максимальному уровню входного сигнала. Устанавливаем усиление таким, чтобы не достигался предел по уровню уже в ОУ IQ-усилителей, но был максимально возможным, приближался к пределному. При питании +-12 это примерно +-10 амплитуды. Чтобы ограничение не наступило уже в ЗК, делаем ослабление, можно регуляторами карты, можно жестко установленным делителем при установке карты на максимальную чувствительность по линейному входу - регуляторы в положение 100%.
Получается около 20 db.
Кстати, попутно. Положили коэффициент передачи Тайлое -4 db. А у него больше единицы с учетом работы двух дифференциаторов.
Можно ли так считать? Мне кажется, что это не совсем правильно.
Правильно Вам кажется :smile:
Методика расчета неверна. Если задано требуемое чутье (3мкВ при соотношении с/шум=10дБ), то и расчет надо вести исходя из получения требуемого, а уж потом проверить соответствует ли полученный ДД требуемому.
Конретно, в Вашем случае, самый шумящий элемент -ЗК. Смотрим по даташиту, что соотношение с/(шум +НИ)= 20дБ (берем сзапасом, т.к. в правильно рассчитанном приемнике ;-) основной источник шума -входные каскады) получается при входном сигнале -91дБ от максимально допустимого. 0,9Вэфф, что составляет примерно 27мкВ. Потери в ПДФ (-1дБ) и квадратурном детекторе (-1дБ, а не -4дб, т.к. зеркальная боковая не пропадает, а суммируется в нужной фазировке с основной при обработку в ЗК), итого потери -2дБ или 1,2 раза. Т.о. требуемое усиление будет порядка 27*1,2/3=11 раз.
А вот теперь проверяем какой при этом будет ДД - при столь малом усилении он будет определяться перегрузкой ЗК и составлять не менее 0,9Вэфф/9мкВ=100дБ -что большим запасом соответствует заданному.
самый шумящий элемент -ЗК. Смотрим по даташиту, что соотношение с/(шум +НИ)= 20дБ
Так в этом, собственно, и был мой вопрос - 20 дБ в какой полосе? Если имеется в виду интегральный ( в полосе ЗК), а мы используем только 3 кГц - разве это не эквивалентно уменьшению шума, т.е. увеличению чувствительности?
Так в этом, собственно, и был мой вопрос - 20 дБ в какой полосе? Если имеется в виду интегральный ( в полосе ЗК), а мы используем только 3 кГц - разве это не эквивалентно уменьшению шума, т.е. увеличению чувствительности?
Да, Вы правы, для рабочей полосы 3кГц приведенный уровень собственных шумов ЗК будет еще ниже - примерно в 1,8 раза, т.е. требуемое усиление будет всего лишь порядка 6-7 раз
У меня собран СДР с INA 166. У неё Ку меньше 200 на диф.выходах сделать трудно. С таким усилением справлялась ЗК Juli@ на 80м и полноразмерный IV. Даже УВЧ можно было включать (кое где:smile:). Но! На спектре всегда присутствовала какая-то сканирующая помеха с полосой ~50кГц и уровнем -60дбм. Реально мешала принимать тихие станции. Природу помехи идентифицировать не смог:oops:
Dynamic Range unweighted АЦП = 111 дБ, максимальная амплитуда входного сигнала = 1,4 В
Обычно указывается динамический диапазон зв. карты во всём диапазоне звуковых частот. Поэтому надо определиться и с полосой пропускания вашего приёмника. При полосе 2,7 кгц динамический диапазон вашего АЦП будет выше 120 дб. И почему такие скромные запросы при такой комплектующей базе. Наверное следует стремиться к максимально возможным характеристикам. Плохие, получаются сами.
У меня применена карта EMU1212 M. Используются дифферинциальные входы. Допустимый размах напряжения на них составляет более 20 вольт. КУ по напряжению НЧ пред усилителя около 7.
По моим прикидкам, в вашем случае, можно вообще обойтись без пред усилителя, или использовать пред усилитель с усилением по напряжению около 2. Ведь если динамика карты 111 дб при измерении шума в полосе 20 кгц, то при измерении к полосе шума 3 кгц, эта динамика превысит 120 дб. Стало быть сами шумы звуковой карты в полосе частот 3 кгц составят около 1 мкв. Так что ваш пред УНЧ потребуется только для компенсации потерь во входной части. В фильтрах, в смесителях.
Это если делать рассчёты от заданной чувствительности. Но используя малошумящий предварительный каскад, можно получить гораздо более высокую чувствительность приёмника, практически не потеряв в динамике. Но для этого необходимо знать данные по шумам на THS4522.
А вот теперь проверяем какой при этом будет ДД - при столь малом усилении он будет определяться перегрузкой ЗК и составлять не менее 0,9Вэфф/9мкВ=100дБ -что большим запасом соответствует заданному.
А откуда 9 мкВ?
Так в этом, собственно, и был мой вопрос - 20 дБ в какой полосе? Если имеется в виду интегральный ( в полосе ЗК), а мы используем только 3 кГц - разве это не эквивалентно уменьшению шума, т.е. увеличению чувствительности?
Да, Вы правы, для рабочей полосы 3кГц приведенный уровень собственных шумов ЗК будет еще ниже - примерно в 1,8 раза, т.е. требуемое усиление будет всего лишь порядка 6-7 раз
Все характеристики АЦП приведены для полосы 20 кГц. По какой формуле происходит пересчёт для 3 кГц?
почему такие скромные запросы при такой комплектующей базе.
Мне важно понять как правильно выполнить расчёт, чтобы разобраться и в дальнейшем, если хочу что-то сделать, не спрашивать каждый раз на форуме.
Ну а запросы (чувствительность и ДД) - это минимум, от которого и решил отталкиваться.
Но используя малошумящий предварительный каскад, можно получить гораздо более высокую чувствительность приёмника, практически не потеряв в динамике. Но для этого необходимо знать данные по шумам на THS4522.
Datasheet на THS4522 в приложении.
Все характеристики АЦП приведены для полосы 20 кГц. По какой формуле происходит пересчёт для 3 кГц?
Мощность шума в полосе пропорциональна этой полосе, амплитуда - квадратному корню из полосы.
Савченко Сергей
26.05.2011, 15:59
Обычно указывается динамический диапазон зв. карты во всём диапазоне звуковых частот. Поэтому надо определиться и с полосой пропускания вашего приёмника. При полосе 2,7 кгц динамический диапазон вашего АЦП будет выше 120 дб.
Вопрос из зала: а почему всё время упорно ведётся пересчёт для полосы 2,7 ( ну 3 ) кГц приёмника, когда на вход АЦП поступает "каша" во ВСЕЙ полосе, которую пропускает на вход ЗК входная часть? Ведь там нет ограничения по полосе перед АЦП ( практически всё, что пропускает "предварительный УПЧ" ). И только после обработки после ЦАП получатся те самые "заветные" 2,7 кГц. Децибелов хочется? :)
Может быть, наоборот надо - к более щирокой полосе по входу?
vadim_d, ясно.
Но, корень(20кГц/3кГц)=2,58. А откуда 1,8 раза?
Да, Вы правы, для рабочей полосы 3кГц приведенный уровень собственных шумов ЗК будет еще ниже - примерно в 1,8 раза
1.А откуда 9 мкВ?
2.Все характеристики АЦП приведены для полосы 20 кГц. По какой формуле происходит пересчёт для 3 кГц?
1. Как правило, ДД считается относительно уровня шумов. ну раз мы определили 27мкВ при с/ш=10дБ, то напряжение шумов =9мкВ. Впрочем все эти выкладки несут ориентировочный, оценочный характер
2.Как справедливо отметил выше vadim_d, напряжение шумов пропорционально квадратному корню из полосы, а полоса шумов в ППП(СДР) равна удвоенной звуковой, в нашем случае порядка 6кГц.
Вопрос из зала: а почему всё время упорно ведётся пересчёт для полосы 2,7 ( ну 3 ) кГц приёмника, когда на вход АЦП поступает "каша" во ВСЕЙ полосе, которую пропускает на вход ЗК входная часть? Ведь там нет ограничения по полосе перед АЦП ( практически всё, что пропускает "предварительный УПЧ" ). И только после обработки после ЦАП получатся те самые "заветные" 2,7 кГц. Децибелов хочется? :)
Может быть, наоборот надо - к более щирокой полосе по входу?
Аналогичный вопрос.
________________
От себя - почему не подгоняем уровень ограничения предусилителя и карты.
Из предположения, что уровень шумов карты всегда выше шумов предусилителя, и доля шумов предусилителя в общем вкладе в шумы исчезающе мала, чтоль?
нашелся вот такой файлик (на английском) - очень, ИМХО, доходчиво...
http://www.converter-radio.com/softwaredefinedradio .htm (http://www.converter-radio.com/softwaredefinedradio .htm)
полоса шумов в ППП(СДР) равна удвоенной звуковой, в нашем случае порядка 6кГц.
Т. к. два канала?
Т. к. два канала?
Шумы обеих боковых полос(рабочей и зеркальной) не коррелированы, поэтому не могут быть сфазированы и скомпенсированы, поэтому их мощность суммируется (эквивалентно расширению полосы шумов в 2 раза). Но все это справедливо для ППП с фазовым подавлением нерабочей боковой.
А для СДР все же немного не так, как вполне справедливо указывают выше коллеги - надо учитывать шумы в всей полосе пропускания АЦП, ведь чтобы он мог корректно оцифровать сигнал, отношение сигнал шум должно быть не менее 10дБ. Т.о. при полосе обработки 96кГц усиление должно быть 2,2 раза больше, а при 192кГц - в 3 раза выше, чем я насчитал ранее.
Вопрос из зала: а почему всё время упорно ведётся пересчёт для полосы 2,7 ( ну 3 ) кГц приёмника, когда на вход АЦП поступает "каша" во ВСЕЙ полосе, которую пропускает на вход ЗК входная часть? Ведь там нет ограничения по полосе перед АЦП ( практически всё, что пропускает "предварительный УПЧ" ). И только после обработки после ЦАП получатся те самые "заветные" 2,7 кГц. Децибелов хочется?
А для СДР все же немного не так, как вполне справедливо указывают выше коллеги - надо учитывать шумы в всей полосе пропускания АЦП, ведь чтобы он мог корректно оцифровать сигнал, отношение сигнал шум должно быть не менее 10дБ. Т.о. при полосе обработки 96кГц усиление должно быть 2,2 раза больше, а при 192кГц - в 3 раза выше, чем я насчитал ранее.
Да, здорово у вас получается. Если мы хотим измерить динамику приёмной части обычного приёмника, на вход которого подаётся спектр частот до мегагерца и более, Мы, почемуто, подключаем прибор к выходу приёмника. Куда он дошёл претерпев преобразования, усиление, фильтрацию, и зачастую не одним фильтром. И вот то что дошло до выхода приёмника, мы старательно замеряем. А дошло то, именно то что пропустили фильта. И почему то, пока никто не предложил померить всё, что пришло на вход приёмника. Что, тоже больших циферек захотелось?
Почему же когда предлагается измерять диапазон звуковой карты, вы предлагаете замерить всё, что придёт ей на вход. Ведь если брать по аналогии обычный приёмник, то на входе, в реальном эфире, у него так же будет не только полезный сигнал, который благополучно дойдёт до выхода. У него на входе присутствует мешанина сигналов в полосе частот до мегагерца. И ему так же ох как не сладко, по сравнению с каскадами работающими после фильтров.
И, похоже, те кто предлагает замерять динамику карты относительно шумов всей полосы частот, что пришли на вход,попросту никогда не имели дела с СДР. Так как на форуме уже неоднократно выкладывались скрины, подтверждающие мои слова, о более высокой динамике приёмника СДР имеющего в своём составе звуковую карту, чем параметры этой карты заявленные производителем. Именно благодаря более узкой полосе пропускания приёмника.
В принципе, так и должно быть. Ведь АЦП, как входной смеситель, принимает весь удар на себя. Далее, после цифровой обработки полученного потока данных, мы имеем дело с уже отфильтрованным сигналом, именно в полосе частот около 3 кгц. Так что ваше желание как то занизить реальные характеристики зв. карт, и приёмников,собранных на их основе,беспочвенны. Если есть желание, проверьте.
Итак, получается две методики, предложенные Сергеем и Николаем:
1. Смотрим в datasheet’е, что THD+N = -20 дБ при входном сигнале -91 дБ от максимально допустимого в полосе 20 кГц. Пересчитываем для полосы 6 кГц. 20*log[корень(20кГц/6кГц)] = 5,2 дБ. Получается уровень –(91+5,2) = -96,2 дБ.
-96,2 дБ от 0,99 Вэф будет 15,3 мкВ, это минимальный уровень на входе АЦП.
Далее, 3 мкВ после ослабления -2 дБ будет 2,38 мкВ.
Кус = 15,3мкВ/2,38мкВ = 6,4.
ДД = 96,2+10 = 106,2 дБ.
2. Dynamic Range unweighted в полосе 20 кГц 111 дБ. Для полосы 6 кГц будет 111+5,2 = 116,2 дБ.
Это и есть ДД = 116,2 дБ.
Минимальный уровень сигнала при отношении с/ш 10 дБ в полосе 3 кГц будет –(116,2дБ-10дБ) = -106,2 дБ. Это 4,85 мкВ.
3 мкВ после ослабления -2 дБ будет 2,38 мкВ.
Кус = 4,85мкВ/2,38мкВ = 2.
Собственно методики расчёта одинаковы, но отталкиваются от разных параметров и результаты расчётов отличаются на 10 дБ.
Первый расчёт фактически для отношения с/ш 20 дБ. С запасом. Что наверно не помешает, с учётом того что шум УПЧ не учтён.
А второй расчёт даёт предельные значения.
Вопрос только, правильно ли я выбрал полосы, к которым приводятся значения ДД и мин. уровня входного сигнала?
Вопрос только, правильно ли я выбрал полосы, к которым приводятся значения ДД
Я не понял, почему вы отталкиваетесь при рассчётах от 6 кгц.
Шумы обеих боковых полос(рабочей и зеркальной) не коррелированы, поэтому не могут быть сфазированы и скомпенсированы, поэтому их мощность суммируется (эквивалентно расширению полосы шумов в 2 раза).
Только дело в том, что и полезный сигнал,который присутствует в обеих каналах, сложится. А вот шумы нерабочих боковых, взаимно уничтожатся. Так что, соотношение, сигнал/шум, не ухудшится. Сергей почему то написал только о шумах, которые присутствуют в двух каналах, и должны сложиться. А что сложатся и полезные сигналы, он почему то забыл.
Собственно методики расчёта одинаковы, но отталкиваются от разных параметров и результаты расчётов отличаются на 10 дБ.
Да нет, результаты рассчётов исходят из одинаковых цифр, и отличаться не могут. Просто в первом случае вы будете иметь чувствительность в 3 мкв,при соотношении сигнал/шум,20 дб. То есть реальная чувствительность будет выше 1 мкв. При этом, если пред УНЧ достаточно малошумящий, можете и не слишком проиграть в динамике. Приёмник будет выдерживать меньший уровень по входу, но расширится его динамика вниз. В большинстве случаев это предпочтительней.
Phoenix,
Не знаю, читали или нет, но тем не менее напомню о существовании статьи K5SDR:
"A Software-Defined Radio for the Masses", где есть пример рассчета (внимательнее к 4-й части).
SDR_QEX_1.pdf (http://support.flex-radio.com/Downloads.aspx?id=12 8)
SDR_QEX_2.pdf (http://support.flex-radio.com/Downloads.aspx?id=12 9)
SDR_QEX_3.pdf (http://support.flex-radio.com/Downloads.aspx?id=13 0)
SDR_QEX_4.pdf (http://support.flex-radio.com/Downloads.aspx?id=13 1)
Вопрос только, правильно ли я выбрал полосы, к которым приводятся значения ДД и мин. уровня входного сигнала?
Володя, я небольшой специалист по СДР, поэтому доверяю профи( почитайте приведенную выше ссылку http://www.converter-radio.com/softwaredefinedradio .htm -очень убедительно и доходчиво), а они вполне обосновано указывают , что для правильной работы АЦП отношение с/шум на его входе должно быть не менее 10дБ во всей полосе обработки, т.е. 48,96 или 192кГц. Это уже потом оцифрованный сигнал подвергнется эффективной цифровой обработке и фильтрации, способной вытащить сигналы из шумов, но ведь сначала его надо корректно оцифровать и если не будет требуемого превышения уровня сигнала над собственным шумом АЦП - то и обрабатывать-то программам будет нечего.
Добавлено через 27 минут(ы):
Только дело в том, что и полезный сигнал,который присутствует в обеих каналах, сложится. А вот шумы нерабочих боковых, взаимно уничтожатся. Так что, соотношение, сигнал/шум, не ухудшится. Сергей почему то написал только о шумах, которые присутствуют в двух каналах, и должны сложиться. А что сложатся и полезные сигналы, он почему то забыл.
Немного не так, Николай.
Вклад зеркальной боковой (+3дБ), которая не пропадает как в обычных смесителей, а складывается с основной при квадратурной обработке, мы уже учли в пониженных потерях квадратурного детектора (-1дБ против исходных -4дБ).
Немного не так, Николай.
Вклад зеркальной боковой (+3дБ), которая не пропадает как в обычных смесителей, а складывается с основной при квадратурной обработке, мы уже учли в пониженных потерях квадратурного детектора
Конечно учли. Но ни шумы, ни сам полезный сигнал,этого не знают. И соотношение сигнал/шум, от того что мы что то где то учли, а что то забыли учесть, совершенно не изменится.
Володя, я небольшой специалист по СДР, поэтому доверяю профи
Я не знаю когда написана эта статья, и каких карт касается это пожелание. Но в своём трансивере я уверенно слышу сигнал,только появляющийся на панораме. Который находится много ниже уровня номинальной чувствительности. Ну и по динамике карты в реальном трансивере. Можете посмотреть сами.
Наверное стоит дать пояснения к картинкам. На первой, сигнал на входе карты близок к максимальному.Он составляет 2,2 дбм. Реально приёмник выдерживает чуть больше, но у кварцевого геератора нет плавной подстройки уровня. На следующих картинках уровень шума при отсутствии сигнала на входах карты. В полосе 20 кгц. Мощность шума составляет - 117 дбм. И разность между полезным сигналом,и шумами составляет 119,2 дб, (заявленная динамика карты подтверждается с точностью до дб). В полосе частот 3 кгц мощность шумов соответственно меньше. -126 дбм. И динамика карты соответственно выше. 128 дб. Соответственно, если взять уровень шума в полосе частот 500 гц, то разница между максимальным сигналом, и мощностью шумов превысит 135 дб.
Конечно это динамика карты. Как вы её используете,зависит от грамотно выполненных входных каскадов приёмника, от синтезатора...
RW3PS, ок, видел только первую часть, постараюсь почитать.
Такой вопрос, почему коэф. передачи смесителя -1 дБ, если транс повышающий и даёт +6 дБ?
Как можно рассчитать и учесть шумы УПЧ?
для правильной работы АЦП отношение с/шум на его входе должно быть не менее 10дБ во всей полосе обработки, т.е. 48,96 или 192кГц. Это уже потом оцифрованный сигнал подвергнется эффективной цифровой обработке и фильтрации, способной вытащить сигналы из шумов, но ведь сначала его надо корректно оцифровать и если не будет требуемого превышения уровня сигнала над собственным шумом АЦП - то и обрабатывать-то программам будет нечего.
Совершенно неверное мнение.
После децимации некореллированные шумы пропорционально понижаются, поэтому оцифровывать можно сигнал ниже уровня шумов.
для правильной работы АЦП отношение с/шум на его входе должно быть не менее 10дБ во всей полосе обработки, т.е. 48,96 или 192кГц.
Это относится к шуму самого АЦП.
Это относится к шуму самого АЦП.
Именно так - я даже подчеркнул этот важный момент (выделил жирным), только толку мало - все равно продолжают оспаривать :smile:
Все цифровые демодуляторы спутниковых каналов 2048 ДФ работают по соотношению с/ш 4.5-4.7 дБ в зависимости от применяемого помехоустойчивого кодирования. На 6-7дБ уже 100% качество даже без кодирования. Там стоят АЦП, как ни странно. С\Ш должен меряться по полосе выхода, а не по входу. Еще раз - гляньте на 120дБ однобитники по входу с частотами оцифровки в 12-45МГц, которые стоят в Ваших звуковухах, и у которых из-за шумов квантования с/ш физически после преобразования не могло бы быть больше 6+~2=8дБ. Но за счет правильного ресемплинга и фильтрации можно получить указанный динам диапазон. Конечно, если сигнал в своей полосе, скажем 3кГц, не превышает шум (тепловой, квантования) более, чем на 10 дБ да и на любое число, то децимируй, не децимируй, а с/ш не улучшится, в лучшем случае, останутся те же 10 дБ. У аналоговых девиц есть талмуд по АЦП - там хорошо показаны цифры по увеличению динамдиапазона цифры при уменьшении полосы по выходу. У нас при 14 битном АЦП и его реальном SINAD 70дБ в полосе оцифровки после DDC получается порядка 100дБ - при ресемплинге с 90МГц до 10-20 кГц.
Здесь есть некий прикол - когда мы смотрим оцифровку всей полосы 45МГц на ФФТ, мы эти сигнальчики видим, хотя реально по интегральным шумам они находятся далеко под шумами. Просто ФФТ это грубо говоря набор узкополосных приемников, которые нам вырезают полосы, в том числе, и с нашим сигналом.
Именно так - я даже подчеркнул этот важный момент (выделил жирным),
Только почему то то, что относится у работе АЦП, вы автоматически переносите на работу всей карты. Наверное это не совсем так. И разработчики карт знают об этом не хуже нас с вами. И я уже писал. В реальном СДР приёмнике, который переваривает сигнал +3 дбм, при сужении полосы пропускания до 300 гц,довольно комфортно читается телеграфный сигнал уровнем менее - 130 дбм. Это при использовании карты EMU 1212 M. Это уже не шум. Это динамика полезных сигналов,которые можно слушать. +3 дбм. И -130 дбм.
Если переносить требования о необходимости превышения уровня полезного сигнала над шумами взятыми во всей полосе оцифровки,на всю звуковую. То что мы получим? Соотношение сигнал/шум при полосе частот 20 кгц,120 дб. В полосе 192 кгц эта цифра упадёт до 110. Ещё минус 20 дб, необходимый запас на превышение.Остаётся 90 дб. Как то не очень соотносится с реальностью. У меня, более 130 дб. При этом эту цифру можно и увеличить...
...В реальном СДР У меня, более 130 дб. При этом эту цифру можно и увеличить...
Это интересно. Но я хочу сказать о неточностях в мелочах. А мелочей не бывает.
Упорно говорится о коэффициенте передачи смесителя то -1 дб, то -4. На самом деле при коэффициенте передачи диффусилителя =1 коэффициент передачи всего устройства +5 дб в канал Q и +5 дб в канал I. Именно по напряжению. По мощности коэффициент передачи =0. Мощность (энергия) на выход детектора из источника не поступает.
Компоненты схемы идеализированы. Сопротивление ключей → 0, сопротивление нагрузки каналов смесителей ("УВХ") → ∞. Что мало отличается от параметров практикуемых конструкций. Реальные величины не влияют на качественную оценку процессов.
Ток в цепи источника есть, но он чисто реактивный (не емкостной или индуктивный, а именно реактивный, кажущийся, энергия перетекает циклически из источника и обрано в источник), т.к. происходит заряд-разряд конденсаторов УВХ.
Этот входной ток вызывает потери в выходном сопротивлении источника сигнала. Т.е. в результате работы смесителя за счет заряда-разряда конденсаторов УВХ происходит потребление мощности из источника сигналов на потери в его выходном сопротивлении. Т.е. смеситель имеет входное активное сопротивление, зависящее от частоты.
Смеситель имеет конечное входное сопротивление для частот сигнала, отличающися от частоты гетеродина на величину, < частоты среза ФНЧ, образованного УВХ. Т.е. в полосе прозрачности ФНЧ. В этом диапазоне частот коэффициент передачи по напряжению практически постоянен. За полосой входное сопротивление и коэффициент передачи → 0. При совпадении частоты сигнала и гетеродина с любым фазовым сдвигом входное сопротивление → ∞.
___________________
Прочитал и понял, что нужны пояснения - о чём это я. Да о том, что тут складывали два сигнала и приплюсовывали 3 дб. Это справедливо только при сложении мощностей. Тут процессы другие.
Тут процессы другие
Система смеситель-фильтр-УВХ считается, как одностронне нагруженный фильтр. Особенностей никаких нет. Для такого фильтра единственным активным сопротивлением является сопротивление источника (антенны). При этом ОСШ увеличивается на 3 дБ по сравнению с согласованным смесителем. Такие расчёты делал для несогласованного смесителя в темах Фазовращатели и Современный ТПП.
Это интересно. Но я хочу сказать о неточностях в мелочах. А мелочей не бывает. Очень похвальное стремление!
Упорно говорится о коэффициенте передачи смесителя то -1 дб, то -4. На самом деле при коэффициенте передачи диффусилителя =1 коэффициент передачи всего устройства +5 дб в канал Q и +5 дб в канал I. Именно по напряжению. По мощности коэффициент передачи =0. Мощность (энергия) на выход детектора из источника не поступает. Насчет к-та передачи по напряжению физику работы смесителя обмануть никак нельзя! Это как раз касается именно мелочей! Сопротивление реальных ключей к настоящему времени совсем не равно нулю и у лучших ключей оно не менее 5 Ом, что совсем не одно и то же. А у некоторых, например НС4053, сопротивление ключа и вовсе 60 Ом. Я тоже умею моделировать. И воспроизвел вашу модель на БЭНЧе 5.12 на частоте 1,001 МГц. Частота опорного сигнала 4 МГц. При подстановке в вашу модель сопротивления 5 Ом выходной сигнал после суммирования получился 0,9..0,95 В по амплитуде при входной амплитуде 1В. Далее 20*LOG(0,95/1)=-0.45 дБ, а вовсе не +5 дБ. А это как раз те самые "мелочи", отличающие бумажные варианты от реальных. Потери в ДПФ я не учитывал. Но ведь и они тоже есть?
Ток в цепи источника есть, но он чисто реактивный (не емкостной или индуктивный, а именно реактивный, кажущийся, энергия перетекает циклически из источника и обрано в источник), т.к. происходит заряд-разряд конденсаторов УВХ. В данном случае, поскольку активное сопротивление ключа >0, то ток в цепи будет активно-реактивным, а вовсе не кажущимся. И на сопротивлении ключа будут происходить потери на его нагрев как при прямом прохождении сигнала при заряде конденсатора, так и при разряде конденсатора тоже. Не учитывать эти потери даже при 5 Ом ключа (10% от 50 Ом)никак нельзя. Да помножте на число ключей 8 шт и окажется, что потери в смесителе не совсем такие уж малые..
Смеситель имеет конечное входное сопротивление для частот сигнала, отличающися от частоты гетеродина на величину, < частоты среза ФНЧ, образованного УВХ. Т.е. в полосе прозрачности ФНЧ. В этом диапазоне частот коэффициент передачи по напряжению практически постоянен. За полосой входное сопротивление и коэффициент передачи → 0. При совпадении частоты сигнала и гетеродина с любым фазовым сдвигом входное сопротивление → ∞. С этим нужно аккуратно обращаться, т.к. АЧХ входного сопротивления смесителя в точности повторяет АЧХ ФНЧ, перенесенное на рабочую частоту как выше, так и ниже частоты гетеродина. При совпадении частоты сигнала с частотой гетеродина входное сопротивление вовсе не стремится к бесконечности, а примерно к величине 10 кОм.
Насчет к-та передачи по напряжению физику работы смесителя обмануть никак нельзя! Это как раз касается именно мелочей! Сопротивление реальных ключей к настоящему времени совсем не равно нулю и у лучших ключей оно не менее 5 Ом, что совсем не одно и то же. А у некоторых, например НС4053, сопротивление ключа и вовсе 60 Ом.
В данном случае, поскольку активное сопротивление ключа >0, то ток в цепи будет активно-реактивным, а вовсе не кажущимся. И на сопротивлении ключа будут происходить потери на его нагрев как при прямом прохождении сигнала при заряде конденсатора, так и при разряде конденсатора тоже. Не учитывать эти потери даже при 5 Ом ключа (10% от 50 Ом)никак нельзя. Да помножте на число ключей 8 шт и окажется, что потери в смесителе не совсем такие уж малые..
5 Ом ключа (10% от 50 Ом)
5 Ом от величины входного сопротивления, а не внутренного сопротивления источника - очень незначительная доля.
Ниже приведены результаты симулирования при сопротивлениях ключей в открытом сотстоании 1e-3, 5, 50, 1000, 1e4 Ом. Соответственно зелёный, красный, синий, жёлтый и фиолетовый цвета.
5 Ом от величины входного сопротивления, а не внутренного сопротивления источника - очень незначительная доля.
Если как в детекторе Тэйлоу, где нагрузка емкостная, то ток перезаряда ограничивается сопротивлением источника сигнала и ключа
Если как в детекторе Тэйлоу, где нагрузка емкостная, то ток перезаряда ограничивается сопротивлением источника сигнала и ключа
Перезаряд в каждом включении тем меньше, чем ниже разностная частота - (Fsign-Fget). УВХ держит очень близкое к требуемому напряжение. Дозаряд (доразряд) ничтожный. Не с нуля напряжения на ёмкости.
Это он самый - Тэйлоу (Tayloe).
RW3DKB У Вас в модели диффамп некорректный. Ёмкость фильтра великовата - как в ППП.
Система смеситель-фильтр-УВХ считается, как одностронне нагруженный фильтр. Особенностей никаких нет. Для такого фильтра единственным активным сопротивлением является сопротивление источника (антенны). При этом ОСШ увеличивается на 3 дБ по сравнению с согласованным смесителем. Такие расчёты делал для несогласованного смесителя в темах Фазовращатели и Современный ТПП.
Не припомню, чтобы в практических конструкциях встречал признаки несимметричности в ДПФ. Резерв не используется?
Не припомню, чтобы в практических конструкциях встречал признаки несимметричности в ДПФ. Резерв не используется?
Если с одной стороны источник сигнала (антенна) с активным сопротивлением излучения, а с другой УВХ (емкость с бесконечным активным), то как нагружен ДПФ в этом случае? Если нагрузить ДПФ на 50 Ом и согласовать антенну, сделав входное сопротивление приёмника 50 Ом, то сразу получите в два раза меньше напряжение на входе плюс шум резистора нагрузки. При работе с УВХ как раз лучше всего несогласованный смеситель и расположение его прямо в антенне без кабеля снижения.
Немножко побаловался с симулятором по поводу определить входное сопротивление смесителя Dan Tayloe и получил неожиданные результаты. Он потребляет мощность из источника. Но она расходуется без передачи на выход смесителя как мощность. Она тратится на перезаряды УВХ. На выходе получаем полезное НАПРЯЖЕНИЕ со спектром сигнала. Вся вложенная в модуляцию информация передается и может быть использована. То же, без передачи мощности, происходит в усилителях на лампах или полевых транзисторах с общим катодом или истоком.
Та ЭДС, что наведена в антенне, передается с коэффициентом 2*0.902=1,804 в каждый канал - Q и I. Формулу получения этого коэффициента напишу словесно (быстрее) - интеграл в интервале от π\4 до 3π\4 от sin(х)*dx разделить на π\2. Справедливо в полосе пропускания фильтра УВХ. Постоянная времени фильтра - 8*RC. R- выходное сопротивление источника. Одновременно подключено 2 ёмкости со скважностью 4.
Anvar,
Если с одной стороны источник сигнала (антенна) с......
Это понятно, но входное сопротивление Tayloe - не бесконечность, но и не активное. Гоняет энергию между источником и детектором, вызывает потери в R источника. Короче - не бесконечность. Еще и имеет определеннную величину, независящую от емкости фильтра во всей полосе прозрачности. Тёмный лес!
Она тратится на перезаряды УВХ.
Собственно это я и пытался сказать: даже если конденсатор не имеет резистора утечки, часть мощности источника все равно потеряется в ключах и его внутреннем сопротивлении
Так и есть.
Странно, в ветке по прямому преобразованию этот вопрос разжевал, показал и даже измерил на макете, и снова блуждание в трёх соснах.:roll:
Просто вопрос почему-то задан в техническом кабинете, а не на форуме о прямом преобразовании, где находятся основные специалисты. Тем более, что автор топика собирается делать SDR. А те, кто занят SDR , к нам не заходят, потому как считают, что мы отстали навсегда! По хорошему эту ветку следует перенести в прямое преобразование, чтобы не отвлекать народ от других тем.
Почитаем.
Просто вопрос почему-то задан в техническом кабинете, а не на форуме о прямом преобразовании, где находятся основные специалисты. Тем более, что автор топика собирается делать SDR. А те, кто занят SDR , к нам не заходят, потому как считают, что мы отстали навсегда! По хорошему эту ветку следует перенести в прямое преобразование, чтобы не отвлекать народ от других тем.
Вот и замечательно, почитаем.
Почитаем.
Вот, например похожее http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=210 1&p=471359&highlight=%ED%E5%F1% EE%E3%EB%E0%F1%EE%E2 %E0%ED%ED%FB%E9#post 471359
5 Ом от величины входного сопротивления, а не внутренного сопротивления источника - очень незначительная доля. Не понял вашей аргументации... В вашей и моей модели сопротивление источника сигнала 50 Ом. О каком таком ещё "внутреннем сопротивлении источника" идет речь и какова его истинная величина в вашем толковании???. В моей модели я могу ИЗМЕРИТЬ конкретное входное сопротивление смесителя на входе трансформатора, с которого начинается смеситель, а не говорить нечто неопределенное. Поэтому модели ваши с разным сопротивлением ключей ровным счетом ни о чем не говорят.
У Вас в модели диффамп некорректный. Ёмкость фильтра великовата - как в ППП. Емкость мною специально увеличена, чтобы отфильтровать "мусор" от продуктов преобразования после смесителя (размытость синусоиды). Увеличив емкость я этот мусор отфильтровал и осциллограммы стали вполне читабельными и измерябельными. На результат преобразования и сложения в нагрузке частоты 1 кГц это абсолютно никак не влияет. При 27 нФ мусора очень много и он сильно затрудняет измерение амплитуды. Уже один факт, что в ваших осциллограммах этот "мусор" отсутствует, говорит о том, что в вашей модели работает идеализированная функция перемножения (такая у меня тоже есть!), которая не видит множество других частотных компонент в преобразованном спектре реального смесителя. У вас их просто нет, поэтому именно ваша модель считает некорректно тонкие процессы в смесителе. У вас не работает анализатор Фурье, как это должно быть. Увы!
С чего это вы взяли, что у меня в модели дифамп не корректный? Очень даже корректный дифамп с Ку=1, а не ваша математическая формула суммирования сигналов с идеальными параметрами. У меня модель ближе к практике, поскольку суммирование в реальной конструкции производится именно дифампом, а не абстрактной формулой сложения. Более того, если внимательно посмотреть, то можно увидеть, что у верхнего ОУ сопротивление нагрузки 100 кОм, а у нижнего - 1 кОм. Но результат практически одинаков, поскольку выходное сопротивление ОУ в данном случае не превышает 20 Ом. А в вашей модели ничего этого нет в принципе. Так чья модель более адекватна - ваша или моя?
Кстати, практика показала, что сравнение результатов моделирования на Бенчике очень хорошо совпадают с параметрами, измеренными уже в реальных конструкциях. Практика - критерий истины, поэтому я доверяю моим моделям больше, чем вашим идеализированным. Тенденцию ваша модель показывает, но реальные цифры результатов измерений в конструкциях далековаты от полученных в вашей модели. Зато вполне совпадают с моими.
Диффамп - пересмотрите. Некорректный (мягко говоря).
Моя и миллионов во всём мире практика на Spice тоже подтверждает его "правильность", как и бенчика. В том числе и на практике. Только задание на симуляцию надо задавать правильно.
С величиной емкости согласен.
Сопротивление источнтика и внутреннее сопротивление источника - одно и то же.
Преобразование Фурье не включалось в моем примере.
Насчет к-та передачи по напряжению физику работы смесителя обмануть никак нельзя!
Здесь я с вами полностью согласен. У меня одна из любимых поговорок - "природу не обманешь".
Физика не нарушена. Коэффициент передачи одного канала до диффампа по напряжению - 0.9003 или -0.912 db. Чуть меньше амплитуды входного.
После вычитания двух инверсных напряжений в диффампе (фактически - сложения) коэффициент передачи удваивается и становится 1.8006 или +5.1085 db.
Это при скважности напряжения управления ключом =4. При скважности → ∞ коэфициент передачи вообще → 1. После диффампа → 2. В каждом из каналов I и Q.
И ничего не нарушено. Если вы имеете ввиду закон сохранения энергии, то он не нарушен. Мощность в нагрузке не зависит от входной напрямую. И при ненагруженных УВХ =0.
В моей модели я могу ИЗМЕРИТЬ конкретное входное сопротивление смесителя на входе трансформатора
И я могу измерить. Никто не запрещает. Я мерял и результат не осмыслил да сих пор. Оно ярко выраженное реактивное. Не могу выразить в Омах, даже с ипользованием комплексного исчисления.
Вывод величины коэффициента передачи смесителя Tayloe.
Физика не нарушена. Коэффициент передачи одного канала до диффампа по напряжению - 0.9003 или -0.912 db.
С чего это вы взяли, что к-т передачи равен такой величине? На одном (на одном!) ключе при q=4 мы получаем только 0,837 или -1,55 дБ при 1 В амплитуды на входе. Так показывает мой симулятор при ключе 5 Ом на частоте 1 МГц и емкости 270 нФ. Резистор нагрузки отсутствует совсем! В вашем приложении вы искуственно рассматриваете только одну полуволну, считая её синусоидой. Однако на самом деле через ключ форма проходящих импульсов постоянно изменяется! Импульсы тока через ключ имеют во времени РАЗНУЮ ФОРМУ, весьма далекую от синусоиды! Вот поэтому без преобразования Фурье здесь никак обойтись нельзя!!! Все эти вопросы давным давно здесь нами изучены совместными усилиями! И вы похоже не знаете, что все ключевые смесители, кроме того, что они в несогласованном режиме работают как демодуляторы, в ТО же самое время они работают и как МОДУЛЯТОРЫ и гонят обратно в источник сигнала зеркально симметричную вторую боковую полосу ослабленную примерно на -3 дБ. Так что сигнал на входе смесителя не имеет ничего общего с тем сигналом который генерит ваш генератор сигнала. Этот эффект отсутствует только при работе смесителя на активную согласованную нагрузку, каковой служит так называемый диплексер!
Более того. Некто Николай Деев уже 25 лет (как он сам утверждает) предлагает применять сверх-короткие импульсы в смесителях этого типа. Почитайте ветку про ..."Смеситель: новый взгляд или повторение пройденного"... Нам всем с большим трудом удалось ему доказать ошибочность его теории, что все смесители - это ключ+конденсатор. В котором наилучшим способом является управление сверх-короткими импульсами. Однако он свою ошибку так и не признал... Увы! А тут и ВЫ ТУДА жЕж!!! На самом деле все совсем не так, как вы нам тут излагаете. Не стоит уподобляться Н.Дееву в его заблуждениях, поскольку все его теории проверены не только на симуляторах, но и коллега sgk специально проверял его идеи на реальных современных микросхемах и результат тоже получил ОТРИЦАТЕЛЬНЫЙ!!!
А вот выдержка от автора этого детектора.
"Performing an integration over the peak quarter cycle of this sine wave shows that the maximum detected voltage will be approximately 0.9002 times the peak voltage of the sine wave. Hence, the detection loss is about 0.9 db."
Первоисточник:
"Performing an integration over the peak quarter cycle of this sine wave shows that the maximum detected voltage will be approximately 0.9002 times the peak voltage of the sine wave. Hence, the detection loss is about 0.9 db."
Эта публикация нам давно известна, с момента её выхода в свет. И читали и много раз перечитывали... А почему вы думаете, что автор, точно так же как и вы, не может ошибаться? В его рассуждениях не учитывается тот факт, что амплитуда и форма сигнала на входе ключа представляет собой сумму исходного сигнала + обратно модулированный смесителем в источник демодулированный сигнал (смеситель-то обратим!) + продукты преобразования на всех прочих гармониках, возвращемые также обратно в источник сигнала. Именно так обстоит дело на самом деле, а не только одна исходная синусоида. При таком упрощении постановки задачи результат заведомо получится иным, чем имеется на самом деле! Все гораздо сложнее в таком смесителе, чем пытается представить нам автор! Одновременно он почему-то нигде не ссылается на Фурье-преобразование... Скорее всего в его симуляторе также Фурье был выключен...
Кстати, обращаю ваше внимание на то, как включены на странице 6 у него суммирующие дифОУ. Ничего не напоминает? Именно по такому же типу включил и я свои ОУ в своей модели! Кстати при таком способе включения к-т суммирования получается больше 2-х. Можете это проверить сами на своем симуляторе. Лично я проверял и пока воздержусь от публикации своих результатов. Подождем, что скажете Вы нам...
Дайте ссылочку на Ваши расчеты. Вы быстрее найдете. Мне очень интересно.
Не думаю, что автор ошибается, потому что его ход мыслей следует законам физики.
Если сигнал содерит спектр (несколько близко расположенных частот) и не содержит высших гармоник (такой детектор ложно принимает на гармониках - помеха типа зеркальной, но на кратных частотах, причём нечётных, если не ошибаюсь), действует закон суперпозиций. А кратные частоты должны быть отфильтрованы ДПФ. Не шире октавных. Начиная с 3-й - ложный приём. Я спокойно принимал сигналы 21 мГц с приёмником на 7.
__________________
Пропустил. Про диффампы. Конечно, увидел. Ошибка. На половине рисунков правильно. Примеры симуляции - выше уже приведены.
>> http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=175 63&p=520774&viewfull=1#post52077 4
Я спокойно принимал сигналы 21 мГц с приёмником на 7.
Вы почему то рассматриваете только что он принимает. На основной частоте, на нечётных гармошках. Но ведь этот смеситель и преобразовывает сигнал, и на основной частоте. При этом зеркальный канал на 7 мгц,будет в районе 14. И на нечётных гармониках. При этом для каждой нечётной гармоники гетеродина, будут две частоты в выходном спектре. И их уровень, в этом смесителе, сопоставим с основными частотами. Ну а конденсатор на выходе, является для всех этих верхних частот, практически КЗ. То есть напряжения на выходе они почти не дают, но зато эти реактивные токи,вызывают вполне реальные токи на сопротивлениях открытых ключей. А реальные токи, это реальные потери мощности. И будет теряться не какая то посторонняя мощность, допустим ГПД, а мощность нашего полезного сигнала. И потери эти будут гораздо больше, чем на полезной для нас низкочастотной составляющей. Получается, что рассчитать реальные потери в таком смесителе, довольно проблематично. Важно и сопротивление открытых ключей, и крутизна ската отпирающего импульса, от них будет зависеть уровень преобразования на нечётных гармониках... В общем, проще замерить, чем правильно просчитать...
Попробовал снять входные хар-ки прибором АА-200. Один ключ из мс cbt3257, нагружен на 2 конденсатора по 0,033мк и на диф. вход звуковки. Вход ключа по постоянке подтянут к полпитанию и через резистор 51ом на него идёт сигнал с АА-200. Вход управления мс так же на полпитании и через 51 ом частота 7МГц с ГСС. Уровни предельные, но до искажений не доходит. Анализировать не берусь, получилось много картинок и файлов для программы AntScop. Если надо, могу положить всё сюда?
Ценные данные. Интересно, по крайней мере.
RA4FIX:
Если надо, могу положить всё сюда?
Если можно, файлы данных с программой просмотра. Или просто картинки.
OK! Программа потом ругнётся, что нет девайза. Но файлы посмотрит (КСВ, диаграмма Смита...) В архиве есть аналогичные вещи на диодный смеситель от минисёкетов.
Спасибо. Ещё бы комментарии......
Хм, не помешали бы!:smile:
Итак: средняя частота 7МГц. Полоса, в которой сканировалось, в названиях файлов и рисунков, в конце. При широких полосах всё вроде прозрачно, а вот на узких графики скачут вверх-вниз как белки! Не знаю, от чего так? Подозреваю несовершенство измерительной установки:roll:. Выходной график на спектраплюсе двигается ровно при сканировании. Вобщем, я не думаю, что там действительно такая болтанка импедансов. Но усреднения в программе нет. Самому бы хотелось понять физику процессов. Что же там происходит на самом деле???
Схема почти как на рисунке sgk, только гетеродинный вход подтянут к 1/2Ucc
Чуть-чуть по-другому. Скважность - 2. Но пойдет.
Самому бы хотелось понять физику процессов. Что же там происходит на самом деле???
Этот случай обсчитал примерно год назад и выложил в одной из тем прямого преобразования. Но не хочу прерывать процесс познания, продолжайте измерения, дополнительный фактический материал полезен для уточнения теории.
Этот случай обсчитал примерно год назад и выложил в одной из тем прямого преобразования. Но не хочу прерывать процесс познания, продолжайте измерения, дополнительный фактический материал полезен для уточнения теории.
Хорошо, что вы следите. Если что, подправьте, пожалуйста.
Я потерял статью про "детектор Тейлоу - фильтр с полосой несколько сот кГц". Нет ли у кого? Самое время освежить в памяти!
Не думаю, что автор ошибается, потому что его ход мыслей следует законам физики. Привет тёзка! Я конечно рад, что нашего полку прибыло! Вот только с личным временем у меня напряженка, чтобы доводить до каждого нового коллеги все разработанные на нашем форуме смесители и выявленные закономерности. А интересного здесь у нас немало было.... Если вас интересуют некоторые результаты, то вы сможете их найти на сайте медиков-радиолюбителей, которым я по мере сил помогаю разобраться в радиотехнике прямого преобразования и не только. Там есть несколько моих статеек на тему ППП. Это здесь http://smham.ucoz.ru/
А что касается ошибки автора, то я вам уже указал на тот факт, что на входе смесителя нет "чистой" синусоиды, которую анализирует автор, а присутствует обогащенный смесителем спектр, который существенно изменяет внешний вид исходного сигнала. Вот вам и другая "физика" сигнала, который он должен был анализировать на самом деле. А его анализ чистой синусоиды - всего лишь частный случай в общем спектре сигналов, который на самом деле важный, но далеко не полностью отражающий процессы в ключевом смесителе. Это слишком упрощенный подход, потому и дающий завышенные результаты.
И последнее, о чем хотелось с вами договориться. Давайте считать смесителем только ту часть общей схемы, которая отвечает за преобразование (демодуляцию) ВЧ сигнала в НЧ сигнал. А все остальное - это уже внешние цепи - сумматоры, буферные усилители, диплексеры и прочее... Поэтому сложение сигнала I и Q на выходе НЧ фазовращателя к смесителям никакого отношения не имеет, поскольку относится к уже последующей обработке полученного смесителем сигнала другими элементами общей схемы, но не самим смесителем. Кроме того, в топике ветки речь идет о SDR-приемнике, в котором нет в явном виде ни ФНЧ, ни НЧФ. А есть только два входа звуковой карты, на которые нужно подать сигнал от смесителя конкретного типа. Ставилась задача оценить требуемый к-т усиления буферного ОУ под конкретные исходные данные автора топика.
Пропустил. Про диффампы. Конечно, увидел. Ошибка. На половине рисунков правильно. Примеры симуляции - выше уже приведены. Так это у вашего автора ошибка или не ошибка? Ведь вы же только что утверждали, что автор не может ошибаться? Или все-таки может? Но вообще-то хотелось услышать ваш комментарий про то, почему в таком "неправильном" включении ОУ при сложении сигналов получилось не 2, а 3 вольта в общей сумме? Я думаю, что Тайлое вовсе не дурак и точно знал, что получается при таком варианте включения ОУ (также как и я)...потому и нарисовал именно так, а не иначе. Так что мы должны принимать за истину в этом случае? Сделал он ошибку или не сделал? Вот вам и пример того, что в симуляторах иногда видно то, что совсем не очевидно при проведении расчетов на бумаге. Одно дело брать интеграл от синусоиды, а совсем другое дело вычислять интегралы от нескольких сотен ВЗАИМОСВЯЗАННЫХ компонент, у каждого из которых своя амплитуда и фаза. Поэтому рассмотрение одной полной волны сигнала, поделенной на 4 части 4-х фазным смесителем - это только очень большое упрощение реальной картины. Потому и результат завышенный получается. А нам хотелось бы иметь более точную картину процессов и получать более точный результат для дальнейшего практического применения. Чем мы собственно и занимаемся в ветке про прямое преобразование начиная с 2005 года и у нас уже практически все известно про ключевые смесители и их схемотехнику. Причем есть смесители достаточно оригинального типа, ранее никогда не применявшиеся, например на ключевые смесители на ОУ или несимметричные 2-х тактные смесители с удвоением напряжения сигнала, о которых я писал ещё 5 лет назад.
Извиняюсь за задержку с ответом. Неделя была напряжённая. Устал смертельно. Нет сил на что-то серьёзное. Отвечу, когда начну соображать...
Ответы в голове кружатся, никак не сосредоточусь.
____________________ ________
Коротко - у него резистор опущен только тогда, когда задано усиление очень большое. В этом случае резистор, вызвавший вопросы, не обязателен - не играет практически никакой роли. При Кус=100 отсутствие резистора вызывает ошибку в 1%. Меньше номинально-допустимого отклонения (точности) других резисторов. Но в случае, когда задан Кус=1, картина совершенно другая. Он перестаёт быть дифференциальным. Да, Dan совсем не дурак. При маленьких усилениях он ни за что бы не опустил этот резистор. А вообще-то в научных статьях такое или не допускается, или должно оговариваться, почему это сделано.
Дифференциальный усилитель, правда и не очень и нужен, не принципиально. Но единственное полезное свойство (ИМХО) - убрать пульсации Ubias - напряжения установки смещения в середину питания ключей. А при мировольтной чувствительности тракта очень трудно обеспечить микровольтный же уровень этих пульсаций. Но их "сьест" диффамп. Сигналы противофазны, а пульсации синфазны. Усилитель - дифференцифльный. Сигналы суммируются, что не принципиально, а синфазные пульсации - уничтожаются, нам на пользу.
А теперь о влиянии мелочей.
То что каналов два - тоже маленький плюсик - шумы увеличиваются в √2, а сигналы в 2 раза. 3 db отношения С\Ш - в карман.
Канал (любой из двух I или Q) получается двухтактным. Чётные гармонические составляющие нелинейных искажений усилителей тоже уничтожаются. Ещё плюсик в карман.
И обратите внимание - в серьезных SDR-конструкциях на уровень нелинейных искажений ОУ или звучек обращают внимание не меньше, чем на С\Ш. Более того, вводится обобщённый параметр, определяющий уровень качества - "отношение С\Ш+КНИ" или SN+DTH.
Ого! За столькими зайцами погнались и всех поймали.
____________________ ___
Насчёт сложного по форме, негармонического состава сигнала. О правомочности анализа на синусоиде.
Тракт линеен. Т.е. при каком-то относительном приращении входного сигнала мы получаем такое же приращение выходного. Значит тракт линеен. И сигналы не влияют друг на друга. Значит, мы можем применить принцип суперпозиций (наложения). Т.е. то, что справедливо для гармонического (синусоидального сигнала), справедливо и для двух и так далее до ∞ сигналов.
Единственное условие - отсутствие на входе сигналов на частотах, нечётно-кратных частоте гетеродина. Естественно, с учётом полосы пропускания. Т.к. тракт имеет на кратных частотах ложный (кажущийся, зеркальный) прием.
А дядюшка Жан Батист Жозеф Фурье здесь не причём.
US7AW Mihail
04.06.2011, 19:31
Есть вопрос по методике расчёта коэф. усиления УПЧ SDR приёмника при заданной чувствительности и односигнальном динамическом диапазоне.
Допустим, нужно получить:односигналь ный ДД = 80 дБ;чувствительность в полосе 3 кГц при отношении сигнал/шум 10 дБ = 3 мкВ…
…Потери в ДПФ и смесителе в сумме -5 дБ, что по напряжению 0,56. Чувствительность нужна 3 мкВ, после смесителя уровень будет уже 3 мкВ*0,56 = 1,7 мкВ. Тогда коэф. усил. УПЧ должен быть 99 мкВ/1,7 мкВ = 58. Можно ли так считать? Мне кажется, что это не совсем правильно.
Логика мышления у Вас похожа на правильную. Все остальное – ошибка на ошибке, которые в дальнейшем не устранялись участниками обсуждения, а наоборот только умножались…
Пример одной из ошибок. АЦП признает на входе только Up-p. Расчет по отношению к U rms (эфф.) дает очень большуюю конечную ошибку…
Вопрос из зала: а почему всё время упорно ведётся пересчёт для полосы 2,7 ( ну 3 ) кГц приёмника, когда на вход АЦП поступает "каша" во ВСЕЙ полосе, которую пропускает на вход ЗК входная часть? Ведь там нет ограничения по полосе перед АЦП ( практически всё, что пропускает "предварительный УПЧ" ). И только после обработки после ЦАП получатся те самые "заветные" 2,7 кГц. Децибелов хочется?
Судя по сообщениям #33 и #39, то да.
Может быть, наоборот надо - к более щирокой полосе по входу?
Это самые правильные вопросы. Чтобы на них ответить необходимо:
1. Разобраться как работает – а) смеситель (детектор) Tayloe; б) цифровая часть (АЦП, процессор ЦАП); в) последующая аналоговая часть SDR приемника.
2. Разобраться за какой параметр отвечает каждый из узлов а),б), в).
3. Выложить схему Аналоговой части SDR
4. Составить алгоритм расчета.
5. Расчитать…
Шумы обеих боковых полос(рабочей и зеркальной) не коррелированы, поэтому не могут быть сфазированы и скомпенсированы, поэтому их мощность суммируется (эквивалентно расширению полосы шумов в 2 раза). Но все это справедливо для ППП с фазовым подавлением нерабочей боковой…
Не совсем точно, но правильно. Для расчета усиления SDR самым главным параметром являются именно шумы. От которых и необходимо отталкиваться при расчете остальных параметров.
…А для СДР все же немного не так, как вполне справедливо указывают выше коллеги - надо учитывать шумы в всей полосе пропускания АЦП, ведь чтобы он мог корректно оцифровать сигнал, отношение сигнал шум должно быть не менее 10дБ. Т.о. при полосе обработки 96кГц усиление должно быть 2,2 раза больше, а при 192кГц - в 3 раза выше, чем я насчитал ранее.
В SDR происходит тоже самое что и в ППП. Единственная разница в том что в ППП вся обработка аналоговая, а в SDR и аналоговая и цифровая. При цифровой обработке сигнала в АЦП отношение сигнал/шум может быть любым. В правильно расчитанном усилении аналоговой части SDR можно принимать сигналы даже ниже уровня шума на -6…-12дБ. Это главное приимущество цифровой обработки...
73! Михаил
А вообще-то в научных статьях такое или не допускается, или должно оговариваться, почему это сделано.
Это не научная статья
То что каналов два - тоже маленький плюсик - шумы увеличиваются в √2, а сигналы в 2 раза. 3 db отношения С\Ш - в карман.
Это неверно, ОСШ не изменяется.
Это неверно, ОСШ не изменяется.
Согласен, погорячился. Для ДУ на одном ОУ неверно.
На 3-х - ?
___________
И про двухтактность имелся ввиду ДУ на 3-х ОУ. По-рассеяности.
Это не научная статья
Я как раз это и имел ввиду, что допустимы вольности. Но на них попадаются!
Согласен, погорячился. Для ДУ на одном ОУ неверно.
На 3-х - ?
Пусть имеем два одинаковых квадратурных канала, каждый из которых имеет одинаковый ОСШ.
Если мы складываем сигналы от обоих, то шумы не коррелированы, то есть, складываются их мощности. Так как сигналы ортогональны, то они друг на друга ни влияют, и при сложении также складываются их мощности. То есть ОСШ не меняется. А для напряжений идёт сложения квадратично, то есть по теореме Пифагора для шума и сигнала. Опять то же самое.
Или Вы не поняли, или я не врубаюсь. Я говорил ТОЛЬКО о двух противофазных каналах, образующих один из квадратурных выходных каналов. И при условии, что ДУ выполнен на 2+1 ОУ.
Вопрос из зала: а почему всё время упорно ведётся пересчёт для полосы 2,7 ( ну 3 ) кГц приёмника, когда на вход АЦП поступает "каша" во ВСЕЙ полосе, которую пропускает на вход ЗК входная часть? Ведь там нет ограничения по полосе перед АЦП ( практически всё, что пропускает "предварительный УПЧ" ). И только после обработки после ЦАП получатся те самые "заветные" 2,7 кГц. Децибелов хочется?
Судя по сообщениям #33 и #39, то да.
Сообщения №33 и №39, мои. Вам чем то не понравились полученные цифры. Так опровергните их. Сделайте свои замеры. Укажите, в чем некорректность моих. А то это похоже так, на обтявкивание из подворотни.
При цифровой обработке сигнала в АЦП отношение сигнал/шум может быть любым. В правильно расчитанном усилении аналоговой части SDR можно принимать сигналы даже ниже уровня шума на -6…-12дБ
Если речь идёт о цифровых фильтрах, то да. Они работают поэффективнее аналоговых. И телеграфные сигналы можно вытянуть и из под шумов. Просто заужая полосу приёма. Но вот когда приходится слушать SSB сигнал, находящийся на уровне шумов, или чуть выше, то приходится больше рассчитывать на собственные ушки, да на линейность всего приёмного тракта. Ну не научились ещё прграмно отделять зёрна от плевел. Шумы и помехи, от полезного сигнала. Так что в этом, вы возможности цифровой обработки явно преувеличиваете.
US7AW Mihail
06.06.2011, 10:48
Сообщения №33 и №39, мои. Вам чем то не понравились полученные цифры. Так опровергните их. Сделайте свои замеры. Укажите, в чем некорректность моих. А то это похоже так, на обтявкивание из подворотни.
Меня не колышит чьи это сообщения. Если Phoenix ошибся в определении напряжения на входе АЦП, то я сылаясь только на его расчеты, на русском человеческом языке указал эту ошибку. У вас же нет никаких даже признаков расчетов. Так что опровергать здесь нечего, тем более на собачем языке из подворотни. Я не знаю такого языка. Здесь технический форум, а не проходные дворы…
Без намеков. Что касается ваших, да, именно ваших вытявканных цифр. Обладая приемником с такими параметрами радиолюбители могут их распологать в одной комнате рядом с другим трансивером работающим на передачу на одном и том же диапазоне.
Напрашивается вопрос. Почему имея у себя супер приемник ваше тявканье на одном из форумов переходит на ВОЙ когда ваш сосед включается на передачу?
Если речь идёт о цифровых фильтрах, то да. Они работают поэффективнее аналоговых. И телеграфные сигналы можно вытянуть и из под шумов. Просто заужая полосу приёма. Но вот когда приходится слушать SSB сигнал, находящийся на уровне шумов, или чуть выше, то приходится больше рассчитывать на собственные ушки, да на линейность всего приёмного тракта. Ну не научились ещё прграмно отделять зёрна от плевел. Шумы и помехи, от полезного сигнала. Так что в этом, вы возможности цифровой обработки явно преувеличиваете.
Вытягивание из шумов при цифровой обработке сигнала как СW так и SSB осуществляется не за счет сужения полосы (фильтрацией в DSP обрезаются внеполосные помехи), а за счет цифровой обработки процессором шумов, выделяя для этой цели не менее 2…3 младших разрядов АЦП…
Если кого заинтересует, то как сумею объясню (на человеческом)...
К вашему сожалению общаться с вами и тем более объяснить физику данного процесса лично вам я не могу по той же причинене - отсутствие знаний собачьего языка…
Вытягивание из шумов при цифровой обработке сигнала как СW так и SSB осуществляется не за счет сужения полосы (фильтрацией в DSP обрезаются внеполосные помехи), а за счет цифровой обработки процессором шумов, выделяя для этой цели не менее 2…3 младших разрядов АЦП…
Что-то Вы какие-то чудеса рассказываете. Цифровая обработка для режимов СW и SSB ничем принципиально не отличается от аналоговой, если шумом является обычный белый шум, а не импульсные помехи, для которых делают noise blanker. Различия в деталях: при оцифровке неизбежен шум квантования, который равномерно размазан по полосе Найквиста, зато порядок (и прямоугольность) цифровых фильтров можно можно делать гораздо выше, чем аналоговых. Чудес "от цифры" тут быть не может.
US7AW Mihail
06.06.2011, 23:06
Проверте, подразните.
:offtop:
Если дурак, то это на долго. Если идиот, то это на всю жизнь...
КОЛЛЕГИ!!!
На правах модератора я рекомендую воздержаться от подобных высказываний!
Проверте, подразните.
Если дурак, то это на долго. Если идиот, то это на всю жизнь...
В конце концов Вы ведь не у себя дома, а на ВСЕОБЩЕМ форуме! Делаю Устное замечание обоим! Диалог начался нормально, но начинает перерастать в неконструктивную перебранку. Это запрещается на наших форумах! Хотите поругаться - пишите в личку и ругайтесь там хоть до потери пульса! А на всеобщем обозрении держите себя в руках! Вы же мужчины в конце-то концов, а не зелёные юнцы!!!!
Вернемся к нашим баранам...
Мне непонятно, почему здесь говорится об узкой полосе в SDR приемнике? Если вы посмотрите на панораму, то увидите там полосу или 48 или 98 кГц. Именно такая полоса частот поступает в каждый канал звуковой карты, иначе нет никакой возможности реализовать такую панораму в принципе. Теперь следует вспомнить о том, что смесителю-демодулятору абсолютно без разницы, выше или ниже частоты несущей находится эта полоса. Это аксиома! Другими словами, смеситель SDR приемника видит в эфире полосу частот от -48 (98) кГц до +48 (98) кГц относительно несущей частоты. И всё это "хозяйство" поступает в оба канала, только сдвинутое на 90 градусов относительно друг-друга. А вот вся дальнейшая обработка осуществляется сначала через АЦП в цифровую форму и только потом начинается программная обработка:выравниван ие фазы каналов, подавление нерабочей боковой полосы приема, фильтрация шумов, вывод на экран панорамы амплитуды полезных сигналов в этой полосе частот 48 (98) кГц, формирование программного фильтра на заданную узкую полосу частот внутри этой полосы, преобразование обратное цифрового узкополосного сигнала в аналоговый и выдача его на аналоговый выход звуковой карты для воспроизведения на внешнем УНЧ. Поэтому шумы SDR приемника собираются не в узкой а в широкой полосе частот. Примерно так же происходит в аналоговых приемниках, у которых фиксированный первый гетеродин - первая ПЧ получается высокая и широкая, а настройка на станцию происходит уже в полосе частот ПЧ1 перестройкой плавного гетеродина. Именно такой способ приема и реализован в SDR. Только частота первой ПЧ=0. Поэтому при расчете соотношения сигнал шум нужно учитывать полную полосу преобразованных смесителем частот, поступающих на входы ЗК компьютера. Это и будет правильно!
Примерно так же происходит в аналоговых приемниках, у которых фиксированный первый гетеродин - первая ПЧ получается высокая и широкая, а настройка на станцию происходит уже в полосе частот ПЧ1 перестройкой плавного гетеродина. Именно такой способ приема и реализован в SDR. Только частота первой ПЧ=0. Поэтому при расчете соотношения сигнал шум нужно учитывать полную полосу преобразованных смесителем частот, поступающих на входы ЗК компьютера.
Валерий, если следовать этому принципу, то надо считать чувствительность по 1-й ПЧ во всю ее полосу :smile:. Реально на выход проходит шум только в самой узкой полосе, его и надо учитывать, если считаем по критерию С/Ш.
Валерий, ПМСМ полосу для расчета с/ш надо брать по самому узкополосному в тракте фильтру до детектора. Неважно где он стоит и какой он - цифровой или аналоговый, но чтобы его полоса была достаточна для доступа к заложенной в сигнале информации. Иначе получается, что широкополосный АЦП какой-то гиперболоид Гарина, концентратор-стягиватель энергии шума в узкую полосу сигнала. Насчет шумов в СДР. Они по идее также должны фазово подавляться в нежелательной боковой - ведь во второй квадратуре они же, только сдвинутые на 90 градусов. Иначе ППП имели бы априорный проигрыш по шумам схемам супергетеродинов на 3 дБ, но этого не происходит. Далее, что касается шумов квантования - все правильно, пока мы рассматриваем бесшумную синусовую палку - шумы в полосе оцифровки ограничены 6N+1.78. И здесь децимируй, недецимируй - можно получить почти что угодно, в зависимости от соотношения частот моносигнала и дискретизации. С реальными сигналами несколько иначе. Если у нас высокочастотная оцифровка, во много раз больше полосы сигнала, имеет место статистика, говоря образно вода по капле камень точит. Шумы друг с другом не коррелируют и при осреднении, коим процессом является правильная передискретизация они пропорционально уменьшению полосы также уменьшаются, сигнал же потихоньку скоррелировано дергает младшие битики, даже не смотря на то, что его уровень намного меньше ступеньки дискретизации, и после накопления достаточного количества отсчетов ее величество статистика наконец вытаскивает сигнальчик из-под шума. Самое главное, чтобы приведенный тепловой шум и шум квантования к полосе сигнала был меньше мощности сигнала в этой полосе. Следует отметить, что этот процесс лучше происходит, если кто-то внеполосный эффективно дергает эти младшие битики. Например диззер. Его, внеполосный шум, поначалу ставили в таких приемниках, но потом народ, видимо посмотрев "Кавказскую пленницу", подумал: "кто нам мешал, тот поможет". В оцифровываемом сигнале обязательно должны быть помехи вне интересующей полосы, вот они и будут играть роль диззера. Иначе мы бы просто неправильно спроектировали систему и недоиспользовали 12-14 бит широкополосного АЦП.
На похожем принципе работают сигма-дельта однобитники во всех современных звуковых карточках. Не помню только есть ли там что-то заменяющее диззер.
КОЛЛЕГИ!!!
На правах модератора я рекомендую воздержаться от подобных высказываний!
Виноват. Впредь воздержусь. Нашло что-то.
Другими словами, смеситель SDR приемника видит в эфире полосу частот от -48 (98) кГц до +48 (98) кГц относительно несущей частоты.
Валерий, поприветствую. Если следовать вашей логике, то и первый смеситель приёмника так же собирает все шумы пришедшие на его вход. Но мы меряем односигнальную динамику, относительно шума в строго определённой полосе частот. Почему же в аналоговом тракте мы измеряем шумы после всех фильтров, и сравниваем их с максимально возможным сигналом, который сможет принять приёмник. А в СДР, почему то предлагаются измерять шумы в полосе частот до 200 кгц. Ведь в данной ветке я выкладывал скрины программ зависимости уровня шумов, в зависимости от ширины полосы пропускания. И, поверьте, показания S метра в СДРе строго соответствуют тому, что мы имеем на выходе НЧ. Конечно, при выключенной АРУ.
Да, в современном супергетеродине широкополосный тракт оканчивается после первого КФ. Обычно это первый смеситель и УПЧ. В СДР, широкополосный тракт оканчивается ЦАП. И между прочим, динамика современных ЦАП пожалуй повыше чем у КФ. Балансные входы звуковой карты EMU 1212M выдерживают входной сигнал с размахом в 20 вольт. КФ же при нескольких десятках милливольт в полосе пропускания,начинают вносить искажения. Поэтому получить данные, по уровню ИМД в полосе пропускания, в аналоговом приёмнике, сопоставимые с тем, что имеет СДР очень трудно. Да и интермодуляция в широкой полосе, у аналогового тракта, будет немногим выше.
Обладая приемником с такими параметрами радиолюбители могут их распологать в одной комнате рядом с другим трансивером работающим на передачу на одном и том же диапазоне.
Да, мой трансивер , и приёмник в нём, располагают именно теми параметрами, которые я и озвучивал. И просто реально замерянными цифрами, и скринами программ, подтверждающими эти измерения. Даже, подключал вместо родного ГПД, генератор Г4-118. Что бы продемонстрировать вам, что такое преобразование на шумах гетеродина. Но до вас, мало что дошло. В принципе, признавая что такое явление возиожно, вы упорно не желаете признавать, что оно имеет место при работе смесителя на передачу. И что при включении соседа, я просто вижу, и слышу его шумовую дорожку даже на диапазоне 80 метров. Кроме небольшого поднятия шумов по всему диапазону, балла на два, больше никаких проблем мне мой сосед не создаёт. И он у меня, единственный радиолюбитель в районе. Так что при его включении, я испытываю истинную радость. Есть возможность без проблем пообщаться на интересующие нас обоих, темы. Живём "далековато". До и жёны, дети, внуки...
отсутствие знаний собачьего языка…
Я бы сказал , ввиду отсутствия очень многих знаний, по теме, которую пытаетесь обсуждать.
US7AW Mihail
07.06.2011, 16:07
Вернемся к нашим баранам...
Мне непонятно, почему здесь говорится об узкой полосе в SDR приемнике?...
…А вот вся дальнейшая обработка осуществляется сначала через АЦП в цифровую форму и только потом начинается программная обработка...
…Поэтому при расчете соотношения сигнал шум нужно учитывать полную полосу преобразованных смесителем частот, поступающих на входы ЗК компьютера. Это и будет правильно!
С тем что Вы написали я согласен на все 100%.
И я о тех же баранах писал. Но... ладно напишу в личку.
По сути SDR приемник это гибрид аналоговой и цифровой обработки.
Что бы разобраться как этот гибрид работает в посте #74 я предложил 5 пунктов.
В начале приведу свой расчет мощности шума на входе SDR приемника и звуковой карты (аналоговая часть), именно от этого критерия и надо отталкиваться.
Рш = -174 дБм + Кш + Вп
Единственный параметр который смущает многих, это Вп (10lg полосы в Гц). В SDR приемниках полоса приема определяется предельной полосой ЦАП в которой производится оцифровка, При fs 192 кГц это полоса дискретизации = 96 кГц или 50дБ. То есть согласно теореме Котельникова на этой частоте обеспечивается минимальное колличество выборок для гармоничного сигнала. Если включить внутреннюю в АЦП децимацию то это будет около 85 кГц…
Что касается Кш то здесь есть несколько вариантов его определения и расчета. Все зависит от стуктурной схемы детектора (смесителя) Тейлоу и Кш входов AINL+ AINL- в АЦП.
Для примера возьмем ЗК E-MU 1212М
Приблизительный расчет. При ДД оцифровки ограниченной Stopband 120 дБ (по датышу) и верхним пределом на входах АЦП 2,4В пик-пик (+11,6дБм) имеем нижний предел чувствительности на какой реагирует АЦП = 2,4мкВ пик-пик (-108,4дБм). Для согласования с входным уровнем шума выраженным в U (эфф) после пересчета имеем 0,84 В и 0,84мкВ (эфф) с теми же +11,6дБм и -108,4дБм. Если будем использовать линейный вход ЗК то надо учитывать ослабление в предусилителях звуковой карты В разных модификациях оно разное). В моей E-MU 1212М около -17дБ В итоге для входного сигнала от уровня шума до ограничения Stopband = 120 дБ (по датышу на АЦП) получим около -90 дБм (7мкВ эфф) и около +30дБм (7В эфф).
Замечу, что эта цифра определяет диапазон между минимальным и максимальным уровней входных сигналов на каждый бит = 6дБ и к линейности входного сигнала SDR не имеет никакого отношения.
Единственное что у нас теперь не хватает для расчета, то это цифры Кш на входе приемника.
По моим прикидам это не менее 12дБ
Рш = -174дБм + 12дБ + 50дБ = -112дБм (0.55 мкВ эфф ) при fs = 192 кГц
Рш = -174дБм + 12дБ + 47дБ = -115дБм (0,4 мкВ эфф ) при fs = 96 кГц
Рш = -174дБм + 12дБ + 44дБ = -118дБм (0,28 мкВ эфф ) при fs = 48 кГц
Что интересно при fs=8 кГц получим -126дБм 0.11 мкВ эфф:-P
Чтобы точно опредилится с Кш надо обсудить что из себя представляет детектор Тейлоу и какие параметры он может обеспечить. Ну а потом можно говорить и о том что нам дает цифровая обработка.
То ledum.
После оцифровки входного сигнала и шума о всем что пришло на АЦП можно забыть. Логическим 0 и 1 пофиг и шумы и сигналы и искажения. А процессору DSP тем более. Шумы квантования будет после всей арифметики обрабатывать ЦАП. Уровень шумов на выходе будет зависить от полосы DSP и Кш УНЧ.
То vadim_d. На счет чудес я помню. Обязательно Вам отвечу вечером или при обсуждении цифровой обработки. Счассс некогда, жара спала, надо идти сено ворочать… :-P
Всем 73!
Михаил.
Шумы квантования будет после всей арифметики обрабатывать ЦАП
Здесь ключевое слово "после всей арифметики", а арифметика включает в себя выделение полосы сигнала из всей полосы Найквиста. Соответственно только часть шумов квантования, попадающая в полосу сигнала, дойдет до ЦАПа.
Соответственно только часть шумов квантования, попадающая в полосу сигнала, дойдет до ЦАПа.
Реально на выход проходит шум только в самой узкой полосе, его и надо учитывать, если считаем по критерию С/Ш.
Т.е. при цифровой обработке законы законы те же, что и при аналоговой. Косвенно об этом говорят и таблицы сравнительных характеристик трансиверов, аналоговых и цифровых.
АЦП формирует цифру при помощи аналоговых узлов. Потом оцифрованные данные поступают на обработку процессором.
Исходное сырьё перводится в цифровую форму. И с цифрой происходят те же превращения, что и при аналоговой обработке. По тем же законам. Но в цифре возможностей обработки больше. Но креугольные законы те же.
То ledum.
После оцифровки входного сигнала и шума о всем что пришло на АЦП можно забыть. Логическим 0 и 1 пофиг и шумы и сигналы и искажения. А процессору DSP тем более. Шумы квантования будет после всей арифметики обрабатывать ЦАП. Уровень шумов на выходе будет зависить от полосы DSP и Кш УНЧ.
Только DSP не забывает. В избыточном широкополосном сигнале хранится память о том, что было в эфире ниже мощности шумов полосы оцифровки. Мне можете не верить, но поверьте Analog Devices http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-001.pdf - в районе 3 и 4 страниц. Этот финт ушами вытягивания сигналов из-под интегральных шумов фильтрацией называется process gain. В данном случае вытягивается 30 кГц сигнал из оцифровки 65 МГц на почти 30 дБ ниже шумов квантования и искажений. Из 65дБ АЦП динам диапазон становится 95дБ. Я этим пользуюсь в разработках уже 12 лет почти.
US7AW Mihail
07.06.2011, 23:16
Здесь ключевое слово "после всей арифметики", а арифметика включает в себя выделение полосы сигнала из всей полосы Найквиста. Соответственно только часть шумов квантования, попадающая в полосу сигнала, дойдет до ЦАПа.
Никакой разницы нет какая часть шумов квантования дойдет до ЦАП. С помощью "арифметики" этот шум убирается исключением 2..4, а то и более младших разрядов ЦАП. После этого шум на выходе УНЧ определяется только шумами первого каскада УНЧ (обычно ОУ) в той или инной полосе. При этом отношение сигнал шум можно получить до 100дБ!!! А при 32 битных АЦП и ЦАП до 150дБ!!! и более. И если это очень хорошо подходит для ЗК при прослушивании музыки, то в радиосвязи этот метод некоторые производители приемной аппаратуры используют для показухи "левых" супер параметров...
73! Михаил.
Никакой разницы нет какая часть шумов квантования дойдет до ЦАП
Ну как же нет? Если есть белый шум, равномерно размазанный в полосе 96кГц, то при выделении 3кГц туда попадет только 1/32 его мощности - выигрыш 15дБ.
С помощью "арифметики" этот шум убирается исключением 2..4, а то и более младших разрядов ЦАП
Вроде речь пока шла о шуме квантования АЦП, про ЦАП не говорили
то в радиосвязи этот метод некоторые производители приемной аппаратуры используют для показухи "левых" супер параметров...
приведите пример
С помощью "арифметики" этот шум убирается исключением 2..4, а то и более младших разрядов ЦАП. После этого шум на выходе УНЧ определяется только шумами первого каскада УНЧ
Точно. Это называется шумоподавитель. И его часто используют на УКВ диапазонах. И для того чтобы реализовать такую функцию, совсем не обязательно всё переводить в цифру. Она легко реализуется и в аналоговом исполнении. Но вот только как быть,если в этих шумах скрывается и полезный сигнал? Приходится этот шум, что бы не потерять информации, отцифровывать назад, на НЧ, и воспроизводить его как можно точнее. Это для того, чтобы человек,в полной мере мог воспользоваться собственными ушками. А главное, мозгом, который сможет выявить в мешанине шумов, что то полезное. Ничего подобного, ни один компьютер,пока, сделать не может.
US7AW Mihail
08.06.2011, 00:47
Мне можете не верить, но поверьте Analog Devices http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-001.pdf - в районе 3 и 4 страниц. Этот финт ушами вытягивания сигналов из-под интегральных шумов фильтрацией называется process gain. В данном случае вытягивается 30 кГц сигнал из оцифровки 65 МГц на почти 30 дБ ниже шумов квантования и искажений. Из 65дБ АЦП динам диапазон становится 95дБ. Я этим пользуюсь в разработках уже 12 лет почти.
Analog Devices я верю. Да вот только то что они пишут относится к измерениям. По этим формулам считается и отображется панорама в практически всех программах типа Spectra Lab. В теме "Что может звуковая карта" можно увидеть картинки с ДД намного больше...
73! Михаил
Добавлено через 19 минут(ы):
Ну как же нет? Если есть белый шум, равномерно размазанный в полосе 96кГц, то при выделении 3кГц туда попадет только 1/32 его мощности - выигрыш 15дБ.
Вроде речь пока шла о шуме квантования АЦП, про ЦАП не говорили
приведите пример
По этому поводу три вопроса.
Если есть выигрыш 15дБ, то какой уровень шума квантования в дБм имеет 24 битный АЦП?
Каково его влияние на переключение с лог 0 на лог 1?
Каким образом хранится этот шум в лог 1 или лог 0?
А о шуме квантования ЦАП никто и не говорил. Речь шла о уровне шума.
Думайте как хотите. Приводить пример не буду. Иначе опять грязь польется...
PS. Вадим смотрите вложене. Извините, больше ничем помочь не могу...
Analog Devices я верю. Да вот только то что они пишут относится к измерениям.
73! Михаил
Нет. На 3-4 страницах речь идет о демодуляторе мобилок. А демодуляторы на порядок более капризны к качеству сигнала, чем наши уши. Дальше да, обсуждается ФФТ, но природа, по большому счету, одинакова - выделение узкой полосы, в которой приведенная мощность шумов, в том числе и квантования будет как можно меньше. Но в измерителях проще - там можно сильно заузить полосу, но потерять доступ к информации в сигнале, оставить только обнаружение сигнала.
Еще одно. Говоря о шуме квантования, народ постоянно упирается в один и тот же предел: 2 отсчета и сигнал в середине между порогами младшего бита АЦП. А теперь реалии. 65 миллионов выборок в секунду (у меня вообще 90МГц в изделиях, а сейчас в серию идет 180МГц оцифровщик). Сигналы постоянно дергают бОльшую часть битов (вот польза диззера или внеполосных мощных сигналов). Часто АЦП оказывается с сигналом в районе порога между битами . И вот эта вся какофония всем своим ансамблем дергает этот, скажем младший бит - не смотря, на то, что большинство из них меньше ступеньки между битами. Если взять 2 соседних отсчета, то опять - это ничем не поможет. Но у нас дикая избыточность - 20 тысяч отсчетов - уже статистика, отфильтровав нужный участок полосы, мы выделим влияние, которое оказывал наш сигнальчик. Именно за счет избыточности по оцифровке. Так и в звуковухах - там, конечно, выигрыш от отфильтровки гораздо меньше, за счет меньшей децимации полосы, но и качество АЦП на порядки лучше, поэтому результат по чувствительности пока получается лучше. Но им нужен переносчик вниз - аналоговые смеситель и гетеродин.
какой уровень шума квантования в дБм имеет 24 битный АЦП
24 битный АЦП даст 146.2дБ SNR для синуса максимальной амплитуды ( http://en.wikipedia.org/wiki/Signal-to-noise_ratio#Fixed_po int ) при условии, что шумы остальных компонентов ниже шума квантования. Чтобы выразить этот шум в абсолютных единицах (дБм), нужно знать значение полной шкалы АЦП или его бита. Впрочем, в реальных 24 битных ЗК шум их аналоговой части выше шума квантования, по крайней мере в моей SB0570, поэтому можно говорить о реальном числе битов.
Приводить пример не буду
Ну тогда Ваше заявление можно игнорировать как безосновательное :smile:
можно увидеть картинки с ДД намного больше...
Отношение сигнала к шуму не имеет смысла без задания полосы, поскольку мощность шума пропорциональна полосе. Если на картинке RBW=0.7Гц, то ДД легко пересчитать к любой полосе сигнала, скажем 3кГц или 0.5кГц. Проблема возникает только тогда, когда разрешение по частоте не указано.
20*log10(2^24)=144,9 444 db.
24 битный АЦП даст 146.2дБ
Что-то другое имелось ввиду?
Что-то другое имелось ввиду?
Для треугольника полного размаха, что близко к синусу http://upload.wikimedia.org/math/9/2/5/925999bc3925e3ceb8d4 70d42229ccb8.png
Powered by vBulletin® Version 4.1.12 Copyright © 2024 vBulletin Solutions, Inc. All rights reserved. Перевод: zCarot