Просмотр полной версии : Генератор квадратур на DDS как?
Добрый день!
Прошу совета. Для некоторой экспериментальной задачи, связанной с обмером смесителей, понадобился генератор квадратурных сигналов (два сигнала со сдвигом 90 градусов) с широким диапазоном перестройки. Сигналы должны быть синиусоидальные (нечетные гармоники ограничены на -20 -30 дб) и требуется плавная подстройка фазового сдвига в пределах нескольких градусов и желательна подстройка амплитуд в каналах, тоже в небольших пределах (меньше 1 дб).
Теперь вопрос- как и на чем это реализовать?
Пока вижу три варианта - сдвоенный синтезатор AD9958 позволяет плавно подстраивать сдвиг фаз между каналами цифровым образом. Но он дорогой и трудно доставаем стал.
Вариант второй AD9854 - позволет получить квадартуры, но нет варианта подстройки плавного сдвига по фазе. Встречал ли кто схемы плавного аналогового фазосдвигателя после ДДС и методы их калибровки в широком диапазоне частот , например встроенная а прибор схема измерения сдвига фаз?
Вариант третий - два AD9850 синхронизированные с общим источником, плавный сдвиг фаз реализован по клоковому входу одного из ДДС (легко калиброваться на одной частоте) и можно подстраивать амплитуды каждого канала используя цепи Rset каждой микросхемы независимо. Но в этом случае становится маловат частотный диапазон, а ДДС с внутренним умножением частот типа того де 9851 в таком режиме (синхронизация двух микросхем с точностью до фазы) работать неможет.
Александр Вдовенко
26.05.2013, 22:47
Добрый день! Чисто теоретически плавную подстройку фазы можно реализовать в случае с AD9854 подав I и Q c его выходов на суммарно-разностную матрицу (на одном ее выходе - сумма I+Q, на другом разность I-Q). Если с выхода синтезатора сигналы сдвинуты точно на 90 градусов то на выходе такой матрицы будут сигналы со сдвигом фаз, который зависит от отношения амплитуд выходных сигналов в I и Q каналах. Изменяя это отношение можно менять отклонение фазы в ту или другую сторону.
В реальности на выходах AD9854 не точно 90 градусов, и при одинаковых амплитудах I и Q на выходах матрицы будут сигналы с 90 градусным сдвигом но разной амплитуды.
Ну и как такую матрицу в реальности реализовывать - тоже вопрос.
Добрый день!
Прошу совета. Для некоторой экспериментальной задачи, связанной с обмером смесителей, понадобился генератор квадратурных сигналов (два сигнала со сдвигом 90 градусов) с широким диапазоном перестройки. Сигналы должны быть синиусоидальные (нечетные гармоники ограничены на -20 -30 дб) и требуется плавная подстройка фазового сдвига в пределах нескольких градусов и желательна подстройка амплитуд в каналах, тоже в небольших пределах (меньше 1 дб).
Теперь вопрос- как и на чем это реализовать?
Пока вижу три варианта - сдвоенный синтезатор AD9958 позволяет плавно подстраивать сдвиг фаз между каналами цифровым образом. Но он дорогой и трудно доставаем стал.
Я пробовал формировать квадратурные сигналы на AD9958. Задавая 90 градусов в регистрах управления фазой, я получал на выходе совсем другую разницу фаз. Причина: разброс параметров элементов ФНЧ, взаимное влияние каналов, разная длина проводов и т.п. Тем не менее, я бы поставленную задачу решил именно с помощью такого чипа, плюс AD8302 для коррекции содержимого регистров.
Вариант второй AD9854 - позволет получить квадартуры, но нет варианта подстройки плавного сдвига по фазе. Встречал ли кто схемы плавного аналогового фазосдвигателя после ДДС и методы их калибровки в широком диапазоне частот , например встроенная а прибор схема измерения сдвига фаз?
Вариант третий - два AD9850 синхронизированные с общим источником, плавный сдвиг фаз реализован по клоковому входу одного из ДДС (легко калиброваться на одной частоте) и можно подстраивать амплитуды каждого канала используя цепи Rset каждой микросхемы независимо. Но в этом случае становится маловат частотный диапазон, а ДДС с внутренним умножением частот типа того де 9851 в таком режиме (синхронизация двух микросхем с точностью до фазы) работать неможет.
Поищите "quadrature generator" на сайте patents.google.com (http://patents.google.com) . Там полно идей на эту тему.
Я когда-то экспериментировал с формирователем 90-градусного сдвига, состоящим из двух 45-градусных RC-цепей (вместо одного из C был варикап) и фазового детектора с обратной связью на тот варикап. (Одна из цепей делела +45, другая -45.) Вполне себе работало, но в узкой полосе частот и шумело сильно.
Поищите "quadrature generator" на сайте patents.google.com (http://patents.google.com) . Там полно идей на эту тему.
В патентных базах действительно куча идей, вот только не все рабочие. Пока остановился на "Tunable quadrature phase shifter using an all-pass circuit" US6747499
Если дополнить его двумя VGA (variable gain amplifier) для выравнивания амплитуд в каналах, то должно вроде получится. Интересно, можно ли сумматор и вычитаттель сделать пассивными на трехобмоточных трансформаторах?
ЗЫ. Еще можно обратить внимание на US6054883 - там схема с активной обратной связью по фазе предлагается.
В патентных базах действительно куча идей, вот только не все рабочие. Пока остановился на "Tunable quadrature phase shifter using an all-pass circuit" US6747499
Если дополнить его двумя VGA (variable gain amplifier) для выравнивания амплитуд в каналах, то должно вроде получится. Интересно, можно ли сумматор и вычитаттель сделать пассивными на трехобмоточных трансформаторах?
ЗЫ. Еще можно обратить внимание на US6054883 - там схема с активной обратной связью по фазе предлагается.
Элементная база с годами меняется, но схемы формирования 90-градусного сдвига будут все изобретаться и изобретаться... IMHO такие сложные схемы нужны тогда, когда есть единственный опорный сигнал на рабочей частоте, и из него нужно получить два квадратурных. Но если опора "своя", то решения типа DDS - самое простое.
khach, чем рыться в патентах, вспомнили бы арифметику, выложенная картинка следует из школьных формул:
p*sin(α)+q*cos(α)=r* sin(α+θ);
где r=√p^2+q^2, θ=arcsin(q/r)
При одинаковой амплитуде и сумме/разности θ=+-45 гр. Меняя соотношение амплитуд можно регулировать и сдвиг фаз или компенсировать неточность входного сдвига фаз :smile:
Но если опора "своя", то решения типа DDS - самое простое.
Так ведь обсуждаем потому, что решение на DDS- не работает. По крайне мере с той точностью, чтобы подавить нежелательную боковую на 50-60 дб. В первую очередь неработает потому, что фильтры в каналах не одинаковые и вносят разные фазовые задержки. А во вторых- мне эта схема нужна, чтобы исследовать сами смесители, и поэтому необходима возможность подстройки (сканирования) фазового сдвига в пределах 2-5 градусов в широком диапазоне частот. А как быть уверенным в сдвиге фаз, если реальный сдвиг фаз на выходе фильтра не соовтествует тому, что записан в регистры 9958?
Леонид3, Задача ведь обратная, из sin(α+θ) и cos(α) получить cos(α) и sin(α) да еще и так, чтобы метод был малочувствительный к неидеальности электронных элементов и работал в широком диапазоне частот
khach, так про это и говорим: получаем не идеальный сдвиг с DDS и формируем из него идеальный (с автоматической регулировкой до идеального) :smile:
Задача ведь обратная, из sin(α+θ) и cos(α) получить cos(α) и sin(α) да еще и так, чтобы метод был малочувствительный к неидеальности электронных элементов и работал в широком диапазоне частот
Это можно реализовать со сколь угодной точностью только при условии обратной связи!!!
3 АЦП и 3 смесителя решать проблему вот только схема усложнится.
Если перемножить I и Q то получит I * Q = Ai * Aq * Sin(Fi) + удвоенная частота которая фильтруется и дальше не рассматриваем.
Собственно нас из этой формулы интересует только Sin(Fi) который в идеале должен равен 1 так как Sin(90) = 1 но также есть амплитудные составляющие Ai и Aq мы их не знаем и они вносят искажение.
Найти Ai и Aq можно возведя I и Q в квадрат.
I^2 = Ai + удвоенная частота которая фильтруется и дальше не рассматриваем
Q^2 = Aq + удвоенная частота которая фильтруется и дальше не рассматриваем
Так что если сильно упростить то контроль фаз можно осуществлять по следующей формуле Sin(Fi) = НЧФ(I * Q) / (НЧФ(I^2) * НЧФ(Q^2))
где НЧФ - низкочастотный фильтр выделяющий постоянную составляющую.
I, Q - выходные сигналы квадратур
Так ведь обсуждаем потому, что решение на DDS- не работает. По крайне мере с той точностью, чтобы подавить нежелательную боковую на 50-60 дб. В первую очередь неработает потому, что фильтры в каналах не одинаковые и вносят разные фазовые задержки. А во вторых- мне эта схема нужна, чтобы исследовать сами смесители, и поэтому необходима возможность подстройки (сканирования) фазового сдвига в пределах 2-5 градусов в широком диапазоне частот. А как быть уверенным в сдвиге фаз, если реальный сдвиг фаз на выходе фильтра не соовтествует тому, что записан в регистры 9958?
Ну так я же писал - мерить при помощи AD8302, вводить в МК через АЦП и обратной связью корректировать содержимое регистров для получения реального сдвига ровно в 90 градусов. Затем можно на 2-5 градусов сдвинуться в сторону: взаимное влияние каналов здесь не будет играть роль и точность установки этих 2-5 градусов сохранится.
Вместо AD8302 можно поставить формирователи меандра (по двум каналам) и фазовый детектор, например.
мерить при помощи AD8302, вводить в МК
Вся теория в одном чипе :)
Самое простое решение один корпус а АЦП в МК есть.
А дальше только код в МК корректировать надо.
Наверное лучше и не придумаешь.
Это можно реализовать со сколь угодной точностью только при условии обратной связи!!!
...
Кстати: предположим, что на выходах генератора на частоте, скажем, 10 МГц удалось достичь разности фаз в 90 градусов с точностью хотя бы 0.1 градус.
При этом совершенно непонятно, как подать эти сигналы на два смесителя таким образом, чтобы сохранить такую точность. Я думаю, что из-за разброса параметров соединительных проводов, разброса параметров самих смесителей, из-за взаимного влияния каналов и даже из-за разной пайки не удастся получить на смесителях точность более, чем 1 градус или типа того. Даже на частоте 10 МГц.
Поэтому нужно каким-то образом предусмотреть обратную связь откуда-то уже после смесителей.
Иными словами: если речь идет о традиционном SDR-приемнике, то программа должна иметь возможность подстраивать фазовый сдвиг гетеродинных сигналов для лучшего приема.
Вся теория в одном чипе :)
Самое простое решение один корпус а АЦП в МК есть.
А дальше только код в МК корректировать надо.
Наверное лучше и не придумаешь.
Только нужен многобитный АЦП (10-битного будет мало), да и линейность выходного сигнала AD8302 при измерении разности фаз - под вопросом.
При этом совершенно непонятно, как подать эти сигналы на два смесителя таким образом, чтобы сохранить такую точность.
Я думаю то же решаема. Тут главное симметрия. Можно да же в отдельный экранируемый блок вывести.
Поэтому нужно каким-то образом предусмотреть обратную связь откуда-то уже после смесителей.
После смесителя остаётся только репу чесать.
Так как всё у же смешано и что к чему у же разобрать сложно.
Нет тут надо именно на DDS держать 90.
Только нужен многобитный АЦП (10-битного будет мало), да и линейность выходного сигнала AD8302 при измерении разности фаз - под вопросом.
10 бит в принципи хватит. Можно же с помощью ОУ растянуть +- 5 градусов на все 10 бит. Так же динамика увеличивается и за счёт большой частоты дискретизации.
Линейность у этой микросхемы на 90 гр. самая максимальная. А вот температурный дрейф критичен.
Я думаю то же решаема. Тут главное симметрия. Можно да же в отдельный экранируемый блок вывести.
После смесителя остаётся только репу чесать.
Для подключения исследуемого смесителя используется пара согласованных по фазе кабелей. В реале это просто два кабеля одинаковой длины изготовленные из одной бухты исходного кабеля.
После смесителя кстати все как раз и становится совершенно ясно- анализатор спектра ставится на частоту нежелательной боковой полосы и регистрируется график зависимости аплитуды от фазового сдвига. Вот только без анализатора спектра это метод не работает, а встраивать анализатор в прибор - как то накладно выходит.
На самом деле блок-схема измерительной установки несколько сложнее- каждый канал квадратурного ДДС ведет отдельный целочисленный синтезатор, что позволяет перекрыть частоты до ГГц (таков диапазон исследуемых смесителей). Все это можно было бы заменить двухканальным генератором типа Aeroflex 2026Q или Rohde&Shwarzs SMU200A но финансы не позволяют, вот и приходится извращаться.
Для подключения исследуемого смесителя используется пара согласованных по фазе кабелей. В реале это просто два кабеля одинаковой длины изготовленные из одной бухты исходного кабеля.
После смесителя кстати все как раз и становится совершенно ясно- анализатор спектра ставится на частоту нежелательной боковой полосы и регистрируется график зависимости аплитуды от фазового сдвига. Вот только без анализатора спектра это метод не работает, а встраивать анализатор в прибор - как то накладно выходит.
Один студент решил набрать на компьютере все стихотворение "У попа была собака". Когда его на третий день оттащили от компьютера, он упирался и кричал: "Погодите! Мне еще совсем немного осталось!"
Вы представляете, что такое 1 градус на частоте 10 МГЦ? Муха пролетит, и фаза сильней сдвинется. Кабели хоть и равной длины, но по-разному припаяны и изогнуты. И по-разному нагреты. И разные углы платы нагреты по-разному.
Выходит, что наперед заданный фазовый сдвиг с хорошей точностью мы можем получить только в одном месте - где-то на выходах ЦАП внутри AD8302. А дальше по схеме значение этого сдвига все менее предсказуемо.
Зато можно попробовать, к примеру, задавать в регистрах сдвиг то на +90, то на -90 градусов. Сейчас не соображу, можно ли извлечь из этого пользу, наблюдая за какими-то параметрами сигнала на выходе смесителя.
А еще лучше - постараться избавиться от второго канала. Тогда первый можно переключать между 0 и 90 градусами и смотреть, что будет на выходе смесителя. Не знаю, подойдет ли это для поставленной задачи, но только в этом случае разницу фаз можно задать с очень, очень хорошей точностью. Если, конечно, за время между переключениями параметры самой схемы не уйдут далеко.
На самом деле блок-схема измерительной установки несколько сложнее- каждый канал квадратурного ДДС ведет отдельный целочисленный синтезатор, что позволяет перекрыть частоты до ГГц (таков диапазон исследуемых смесителей). Все это можно было бы заменить двухканальным генератором типа Aeroflex 2026Q или Rohde&Shwarzs SMU200A но финансы не позволяют, вот и приходится извращаться.
На выходах "целочисленных синтезаторов", насколько я понимаю, разность фаз сигналов будет гулять туда-сюда со страшной силой (на несколько градусов), но очень медленно (десятые доли секунды, например). Удастся ли что-то померить?
10 МГц удалось достичь разности фаз в 90 градусов с точностью хотя бы 0.1 градус.
При этом совершенно непонятно, как подать эти сигналы на два смесителя таким образом, чтобы сохранить такую точность. Я думаю, что из-за разброса параметров соединительных проводов, разброса параметров самих смесителей, из-за взаимного влияния каналов и даже из-за разной пайки не удастся получить на смесителях точность более, чем 1 градус или типа того. Даже на частоте 10 МГц.
..частоты до ГГц (таков диапазон исследуемых смесителей).
..пара согласованных по фазе кабелей. В реале это просто два кабеля одинаковой длины изготовленные..
Ну да, длина волны в кабеле 18 см, на один градус -- 0.5 мм, Левша потребуется :smile:
С 1 ГГц и начинать надо было, чтобы копья не ломать
:smile:
Ну да, длина волны в кабеле 18 см, на один градус -- 0.5 мм, Левша потребуется :smile:
С 1 ГГц и начинать надо было, чтобы копья не ломать
:smile:
Так сдвиг фаз всегда подстроить можно. А стабильность фаз для кабеля Sucoflex400 приведена в даташитах : Phase stability vs. bending, 2 x 360°, radius 50 mm < 1.1° / GHz а от температуры там графики приведены. В лабораторных условиях близка к 0 (градус-ГГц-метр).
А по стабильности фазового сдвига между каналами при схеме с ФАПЧ я сам немного сомневаюсь, но в фирменных генераторах то она работает, да еще и с умножителями частоты в каналах. ПО крайней мере в aeroflex 2026 именно так и происходит, судя по блок-схеме.
Transistor
28.05.2013, 15:04
Насколько я понял - задача свелась к калибровке абсолютного значения фазового сдвига. Как инструмент прецизионного управления
фазовым сдвигом и соотношением амплитуд ДДС типа ад9854 сомнений не вызывает, я думаю.
- Для дальнейшего предметного разговора, по аналогии с векторными анализаторами цепей, необходимо вводить понятие Reference
Plane - некоторое "сечение" для котораго нормируются амплитудные и фазовые характеристики.
- Для начала интересно рассмотреть собственно ДДС с реконструирующими ФНЧ. Если выполнить печать симметрично, то единственным
источником погрешности останется неидентичность фильтров. ИМХО, для области частот < (0,3...0,5)Fсреза, погрешность не должна
превышать 0,5грд. Можно точно ее оценить в любом схемном симуляторе, измеряя разность фаз на выходе двух ФНЧ, задав для
одного канала отклонене номиналов, скажем +5%, а для другого -5%. По крайней мере с ДДСкой все станет понятно.
- Относительно ФАПЧ-умножителя. В современных ИС синтезаторов примерняется ЧФД, работающий по фронтам и имеющий в режиме
захвата нулевой фазовый сдвиг между опорой и деленным ГУНом, а петля в целом обладает астатизмом 2-го порядка. Некоторый
остаточный джиттер конечно же будет, но нулевой фазовый сдвиг будет выдерживаться железно. Т.е. при фиксированном фазовом
соотношении опорных частот, можно рассчитывать на фиксированное фазовое соотношение и выходных частот. Главное не забыть, что
сдвиг фаз умножается в N-раз, где N - коэффициент умножения петли относительно опоры.
Другое дело аналоговые петли ФАПЧ с ФД типа смесителя или Искл-ИЛИ обладающие астатизмом первогопорядка.
Там да, фазовый сдвиг между опорой и ГУНом хоть и считается равным 90грд, но он является "рабочим параметром" за счет которого
осуществляется подстройка частоты, другими словами - рассчитывать на фиксированный сдвиг фаз между опорой и выходом нельзя.
- О целесообразности ад8303 в плане калибровки абсолютного фазового сдвига. Проблему здесь я вижу в том, какое напряжение на выходе VPHS привязать к 90грд ? Обратите внимание на рисунок TPC.36 - разброс напряжения PCP, которое по моему разумению как раз и соответствует разности фаз 90грд. И это без учета рабочей частоты, уровня сигнала, температуры и напряжения питания, только от образца ИС. Для привязки к абсолютному сдвигу фаз необходима калибровка по известному источнику - круг замкнулся...
----------------------------------------------------------------------------------------------------------
Еще мысли по теме.
Откуда появляются сомнения в точности фазового сдвига, задаваемого ДДС, при том, что измерить этот фазовый сдвиг большая проблема. Думаю имеет место следующее. Экспериментатор ориентируется на некий целевой параметр (ЦП), например подавление нерабочей полосы в ППП. Далее в процессе эксперимента обнаруживается, что этот ЦП имеет экстремум при фазовом сдвиге, отличном от 90грд, из чего и делается вывод о погрешности ДДС. Но, более вероятно, что ЦП зависит от комплекса параметров, причем не только измерительной установки, но и от исследуемого устройства, того же смесителя. Можно предположить, что отличие фазового сдвига от 90 грд в точке экстремума призвано компенсировать в том числе и неидеальность самого смесителя/смесителей. В пассивных диодных смесителях применяются трансформаторы, которые сами имеют не идеальные параметры Amplitude/Phase Unbalance. Посмотрите, например, любой трансформатор от Mini Circuits - Phase Unbalance легко превосходит 2 грд; и его же надо как-то компенсировать. Собственно задача в том и состоит, чтобы определить амплитудно-фазовый баланс для оптимального ЦП. Наблюдается противоречие -
создаем установку для анализа устройства, но по результатам судим не об устройстве, а о самой установке...
Возможно я не правильно понял - на основании каких данных делаются заключения о погрешности смого ДДС ?
Так ведь обсуждаем потому, что решение на DDS- не работает. По крайне мере с той точностью, чтобы подавить нежелательную боковую на 50-60 дб
Эка вы замахнулись. 40дб не устраивает?
Как вариан.
Можно еще и табличным методом воспользоваться.
Взять в ручную прогнать по всему диапазону плавно подкручивая фазу на контрольных точках, добиваться нужного результата.
А параметры заносить в таблицу.
После чего аппроксимировать и в МК.
Конечно не панацея ну при имеющемся большом разбросе вполне приемлемая альтернатива.
Transistor
28.05.2013, 18:21
плавно подкручивая фазу на контрольных точках, добиваться нужного результата
- суть вопроса в том, как привязаться к абсолютному значению разности фаз, т.е. как различить, что это 89грд, а не 91 скажем?
Что такое контрольные точки и как узнать, что нужный результат достигнут?
- суть вопроса в том, как привязаться к абсолютному значению разности фаз, т.е. как различить, что это 89грд, а не 91 скажем?
Что такое контрольные точки и как узнать, что нужный результат достигнут?
За не именем точных измерительных приборов и всех выше перечисленных проблем с разводкой и настройкой подавление зеркального канала будет максимально приближенным значением от которого и нужно отталкиваться.
А контрольные точки это те точки на полосе в которых максимально важно иметь хорошие значения подавления зеркального канала. Разбить по полосе в 100 - 200 кГц на диапазонах 160, 80 .... 2М
Ну или как вариант равномерно распределённые по всей полосе. Построить аппроксимирующую функцию и вычислять корректирующие коэффициенты для коррекции фазы.
Работа конечно большая муторная да и результат может плавать от температуры и старения элементов. Да и коррекцию по температуре то же не проблема. Главное в этом деле это терпение. Тут придётся каждую точку руками по дёргать а их наберётся прилично.
Но за то самый реальный и без особого вмешательства в железо.
Добавлено через 10 минут(ы):
Удалил.
- суть вопроса в том, как привязаться к абсолютному значению разности фаз, т.е. как различить, что это 89грд, а не 91 скажем?
Что такое контрольные точки и как узнать, что нужный результат достигнут?
Если речь идет о необходимости проверки различных смесителей, то наверное можно говорить только о схеме, при которой снимается сигнал обратной связи с исследуемого смесителя. Тогда можно програмно подкорректировать фазу для минимизации сигнала ООС - это и будет 90 градусов. Амплитуды выравнять аппаратно вроде не трудно.
Т.е. берем две ДДС, плюс сигнал ООС с исследуемого смесителя и запускаем калибровку, для поиска минимума сигнала ООС - это и будет 90 градусов для данного конструктива и частоты, далее можно исследовать параметры и менять фазу.
Вход в генераторе ООС опциональный, если включаем, то калибровка идет с учетом этого сигнала как-то так...
Вот вы навыдумывали всякого. Фантазеры :-)
Нужно взять два одинаковых дешевых одноканальных DDS (например AD9834), заставить их работать синхронно и в одном поставить сдвиг фазы на 90*. Как сделать так что бы два DDS работали синхронное - есть в AN. Гугль в помощь. Фаза там регулируется кажись с точностью 0,02 градуса.
Вот вы навыдумывали всякого. Фантазеры :-)
Нужно взять два одинаковых дешевых одноканальных DDS (например AD9834), заставить их работать синхронно и в одном поставить сдвиг фазы на 90*. Как сделать так что бы два DDS работали синхронное - есть в AN. Гугль в помощь. Фаза там регулируется кажись с точностью 0,02 градуса. а 200 рублей не спасут отца русской демократии? (c)
а кварцевый генератор + 2 смесителя И цепочка инегратора не помогут в данном случае?
Наткнулся на интересную статью по теме - пишет Джан И:
http://www.wireless-e.ru/articles/equipment/2011_01_58.php
И на литературу интересную ссылается:
Broadband Low Error Vector Magnitude ( EVM ) Direct Conversion Transmitter
http://www.analog.com/static/imported-files/circuit_notes/CN0134.pdf
И еще интересней:
Correcting Imperfections in IQ Modulators to Improve RF Signal Fidelity
http://www.analog.com/static/imported-files/application_notes/AN-1039.pdf
Transistor
28.05.2013, 21:32
Вот вы навыдумывали всякого. Фантазеры :-)
Нужно взять два одинаковых дешевых одноканальных DDS (например AD9834)
Сформировать разность фаз между каналами 90грд относительно выходов ДДС - не проблема. Вопрос в том - как сохранить эту разность фаз через весь двухканальный
тракт, включающий не идентичные ФНЧ на выходе ДДС, ФАПЧ-умножители, соединительные кабели и т.д.
Относительно ад9854 был уверен, что у нее есть возможность управлять межканальным фазовым сдвигом, но оказывается нет. Значит она не позволяет сканировать
параметром дельта-фи. Тогда действительно, надо брать две ДДС, запускать их от одной опоры и синхронизировать. После этого можно управлять фазовым сдвигом
с разрешением в сотые градуса.
Для ад9834 достаточно просто решается вопрос синхронизации; недостаток - нет средств управления амплитудой, что необходимо в контексте предложенной задачи.
АД9951-54 имеют возможность управлять амплитудой, плюс в пдф-ке рассматривается вариант синхронизации нескольких ИС.
Вариант калибровки абсолютной разности фаз, навеянный советской классикой: " тот кто нам мешает, тот нам и поможет" ...
Один из источников погрешности - неидентичность электрической длины соединительных кабелей. Тогда, надо взять два отрезка кабеля разной длины и обмерять их на промышленном VNA; последние позволяют сделать это с высокой точностью. Такая пара кабелей и будет эталоном для калибровки той же ад8303. Длины кабелей можно
подобрать из расчета 90грд на средней частоте интересующего диапазона ...
Можно вообще уйти от соединительных кабелей, изготовив референс-плату для исследуемых устройств, подключаемую непосредственно к выходным ВЧ-разъемам ДДС-
модуля. Такой подход практикуется в векторных анализаторах цепей. Получится жесткая стабильная конструкция не чувствительная к "пролетающим мухам" и температуре.
Добавлено через 9 минут(ы):
Наткнулся на интересную статью по теме
- отличное чтиво на сон грядущий и в самую точку, спасибо.
Собственно, во второй pdf-ке интересен рисунок, который дает представление о влиянии погрешности установки 90-градусного сдвига, а также амплитудного дисбаланса на подавление зеркального канала.
141782
По горизонтали - фазовая ошибка в градусах.
Цветные линии - дисбаланс амплитуд.
По вертикали - подавление "зеркала".
Добавлено через 24 минут(ы):
Вариант калибровки абсолютной разности фаз, навеянный советской классикой: " тот кто нам мешает, тот нам и поможет" ...
Один из источников погрешности - неидентичность электрической длины соединительных кабелей. Тогда, надо взять два отрезка кабеля разной длины и обмерять их на промышленном VNA; последние позволяют сделать это с высокой точностью.
Ну, во-первых, мифы о сверхточности "серьезных" VNA остаются мифами: даташиты не радуют точностью измерения фазы. 0.3 - 0.5 градусов может быть у дорогих приборов.
Такая пара кабелей и будет эталоном для калибровки той же ад8303. Длины кабелей можно
подобрать из расчета 90грд на средней частоте интересующего диапазона ...
Можно вообще уйти от соединительных кабелей, изготовив референс-плату для исследуемых устройств, подключаемую непосредственно к выходным ВЧ-разъемам ДДС-
модуля. Такой подход практикуется в векторных анализаторах цепей. Получится жесткая стабильная конструкция не чувствительная к "пролетающим мухам" и температуре.
Интересно, что референс-плата далее постепенно превратится в те же самые смесители, параметры которых меряются. :-)
khach, интуиция меня опять подвела, по предложенной формуле (в #6) фазовая погрешность преобразуется в амплитудную, а фаза точно 90 градусов при входной почти любой. Сам не поверил, пришлось строить модельку, которую и прилагаю. В ней два не квадратурных синуса со сдвигом от 45 до 135 градусов суммируются и вычитаются, и на выходе сумматоров получаем чёткий сдвиг на 90 градусов, но разной амплитуды.
Желаю успеха!
Для ад9834 достаточно просто решается вопрос синхронизации; недостаток - нет средств управления амплитудой, что необходимо в контексте предложенной задачи.
Есть там средства управления амплитудой. Там амплитуда формируется по внешнему опорному напряжению. В типовой схеме там просто резисторным делителем заглушен этот вход. Встречалась AN как раз на эту тему.
Transistor
29.05.2013, 09:17
Интересно, что референс-плата далее постепенно превратится в те же самые смесители, параметры которых меряются.
Так референс-плата и предназначена для исследования смесителей. Смысл в том, что она позволяет уйти от кабелей и обеспечивает симметричный
подвод квадратур к DUT, т.е. - стабильность и предсказуемость параметров.
Есть там средства управления амплитудой. Там амплитуда формируется по внешнему опорному напряжению. В типовой схеме там просто резисторным делителем заглушен этот вход. Встречалась AN как раз на эту тему.
Да, можно и так, но потребуется внешний дополнительный токовый ЦАП, хотя есть ДДС-ки, обладающие встроенными средствами - 9913, 9951...
Добавлено через 18 минут(ы):
Собственно, во второй pdf-ке интересен рисунок, который дает представление о влиянии погрешности установки 90-градусного сдвига, а также амплитудного дисбаланса на подавление зеркального канала.
- из рисунка следует, что для подавления 50-60 дБ необходимо обеспечить точность фазового сдвига не хуже 0,2...0,3 грд. Две ДДС, работающие
синхронно с точностью до фазы, позволяют управлять фазовым сдвигом с разрешением до 0,023грд. Другое дело, что будет иметь место некоторая
постоянная ошибка, зависящая от частоты. Эту ошибку можно обойти просто расширив диапазон сканирования и ориентироваться на макс. подавление. Если этого не достаточно и надо измерить точное значение сдвига фазы при экстремуме, тогда задача усложняется неимоверно.:cry:
90 градусов нужно по выходу, не по входу. И это возможно только для одной конкретной частоты или в случае совпадения частот. Интересно каким образом и с какой точностью собираетесь измерять фазу на выходе?
90 градусов нужно по выходу, не по входу. И это возможно только для одной конкретной частоты или в случае совпадения частот. Интересно каким образом и с какой точностью собираетесь измерять фазу на выходе?Вы были бы правы, если бы речь шла не о DDS-ах, а о генераторе с отдельным фазовращателем. Но в DDS-ах (например в двух синхронно работающих) взаимный сдвиг фаз от частоты не зависит. Точность сдвига однозначно определяется разрядностью регистра POW (смотрите pdf-файлы на современные чипы ДДС и не забывайте смысл первой буквы - ЦИФРОВЫЕ т.е. однозначно определяемые)
Получить квадратурный сигнал в DDS-ах можно тремя способами...
1) Получить учетверенную частоту и получить квадратурный сигнал делением.
2) Использовать один чип у которого есть два выхода с программной возможностью установки фазы на каждом - например AD9957
3) Использовать пару синхронизированных чипов DDS
Вы просто не понимаете о чем речь.
Вы просто не понимаете о чем речь.Да мне по... о чем вы здесь речь, входы, выходы... На вопрос топикстартера я кратко ответил. А фазу в DDS-ах надо не измерять, а просто правильно запрограммировать. Вот и все!
Понятно. Вы о DDS я о смесителе. Просто подав на смеситель IQ 90 градусов и сигнал отличный по частоте, на выходе не получите 90 градусов.
Понятно. Вы о DDS я о смесителе. Просто подав на смеситель IQ 90 градусов и сигнал отличный по частоте, на выходе не получите 90 градусов.
Один смеситель не поможет, для этой цели нужно 2
Ну и уточните какой для 0 а какой для 90.
- из рисунка следует, что для подавления 50-60 дБ необходимо обеспечить точность фазового сдвига не хуже 0,2...0,3 грд. Две ДДС, работающие
синхронно с точностью до фазы, позволяют управлять фазовым сдвигом с разрешением до 0,023грд. Другое дело, что будет иметь место некоторая
постоянная ошибка, зависящая от частоты.
Не забудьте, пожалуйста, что кроме этого будет иметь место некоторая ошибка, зависящая от сдвига фаз.
Пример: предположим, подобрали содержимое регистра так, что на выходах схемы сдвиг точно равен 90 градусов. Теперь захотелось получить сдвиг в 80 градусов. Пересчитали значение регистра - а на выходе почему-то получилось 78 градусов. Догадываетесь, почему?
Пример: предположим, подобрали содержимое регистра так, что на выходах схемы сдвиг точно равен 90 градусов. Теперь захотелось получить сдвиг в 80 градусов. Пересчитали значение регистра - а на выходе почему-то получилось 78 градусов. Догадываетесь, почему?Из за несимметрии подводящих цепей и разницы импедансов гетеродинных входов смесителей?
Я ваще считаю, что эксперименты с играми фазой не к чему. Надо делать заведомо 90 градусов (или +45 туда и -45 сюда) и жить спокойно. Тем более, что DDS-ы гарантируют точность и величину сдвига фазы.
Из за несимметрии подводящих цепей и разницы импедансов гетеродинных входов смесителей?
А разве взаимное влияние двух каналов DDS-а не будет давать искажения, которые зависят от разницы фаз? Или я где-то запутался?
Или я где-то запутался?DDS-ы - это чисто цифровые устройства. Там нет аналоговых узлов. Поэтому совершенно отсутствует взаимное влияние, например, двух синхронно работающих чипов, тактируемых от одного источника.
Точность установки фазы зависит от разрядности PTW (фаз тьюнинг ворд). Например для AD9912 разрядность PHASE WORD составляет n=16. Соответственно точность установки фазы равна 360/n^2 или 360/65536 или 0,0054... градуса. Поди плохо!
Transistor
30.05.2013, 10:26
Не забудьте, пожалуйста, что кроме этого будет иметь место некоторая ошибка, зависящая от сдвига фаз.
По моему разумению ошибка разности фаз на входных портах исследуемого устройства появляется как результат неидентичности ФЧХ IQ-каналов.
От частоты фаза зависит, это понятно, но от самой фазы не должна в линейных цепях (без активных элементов, т.е. фнч, кабели, полосковые линии).
Это что касается внешних к ДДС цепей, а по поводу самой ДДС (одной или двух, не важно) я согласен с RX3ARU - сдвиг фаз задается числами, никакого вмешательства "аналога". В этом вопросе, как и с частотой - ДДС вне конкуренции.
Есть практический опыт реализации фазовой модуляции для КОСПАС-буя: девиация фазы +/-63грд задается ДДС (делали и на 9954, и на 9913),
выдерживается железно, все соответствует расчетам - никакой подстройки. Кстати, даже наличие активных каскадов в тракте (вплоть до 5Вт-ного
усилителя мощности) на фазовые соотношения не повлияло.
Если фазо-фазовая характеристика в одном канале линейна, то откуда возмется разность фаз между каналами (как функция фазы)?
Если фазо-фазовая характеристика в одном канале линейна, то откуда возмется разность фаз между каналами (как функция фазы)?
К выходу DDS-ов подключено много аналоговых цепей. Как минимум, ФНЧ должны быть. Имеет место "пролезание" сигнала из одного канала в другой. Например, с уровнем -60 дБ. (Даже если параметры двух ФНЧ идентичны.)
Теперь пробуем мерить разность фаз между сигналами на выходах ФНЧ. В случае, когда оба ДДС-а настроены на нулевую разность фаз, разность фаз на выходах ФНЧ также будет равна нулю - несмотря на влияние сигналов.
Во втором случае, ДДС-ы программируются на разность фаз 90 градусов. Но теперь "пролезание" сигналов влияет на разность фаз на выходах ФНЧ. Оно уже не будет равным 90 градусам.
Верно?
P.S.
Быстрый расчет говорит, что разница будет примерно в 1 градус при "пролезании" в -40 дБ или в 0.1 градус для -60 дБ.
Transistor
30.05.2013, 10:53
Верно?
Да, логично. Вопрос в том какой порядок ошибки?
Значение пролаза на уровне -60дБ считаю вполне достижимым.
Занчит надо сложить два вектора с амплитудами 1,0 и 0,001 и оценить фазу суммарного относительно большего.
У меня на вскидку получается 0,057грд. Вряд ли ad8303 измерит точнее ...
Ну и для полноты картины надо отметить, что 0,057грд - это пиковое значение.
При изменении фазового сдвига от 0ля до 90грд эта ошибка будет изменяться от 0ля до 0,057грд.
Если же ограничить диапазон сканирования (90+-10)грд, то ошибка еще уменьшится.
дельта_фи=arctg(0,00 1)=0,057грд для -60дБ. ИМХО вполне терпимо.
Задача заявлена не проста, я ж не спорю. Просто обсуждение позволяет проиграть ситуацию с разных сторон,
чем меня и привлекает, особенно в свете все более широкого внедрения SDR-технологии.
В итоге выяснили, что точность, стабильность и др. Параметры DDS вне конкуренции. Как избежать пролезания сигнала из I в Q -это вопрос решаемый.
Только, вот, лет через десять ни каких гетеродинов, фильтров, смесителей в приемопередатчиках не будет вовсе! (В явном виде). А мы здесь о старье рассуждаем.
Кому, как не UU9JDR это знать лучше всех нас? А он скромничает!
Да, логично. Вопрос в том какой порядок ошибки?
Значение пролаза на уровне -60дБ считаю вполне достижимым.
Занчит надо сложить два вектора с амплитудами 1,0 и 0,001 и оценить фазу суммарного относительно большего.
У меня на вскидку получается 0,057грд.
У меня получилось ровно столько же. Только я еще умножил на 2, т.к. каждый из каналов влияет на другой.
Transistor
30.05.2013, 11:22
У меня получилось ровно столько же. Только я еще умножил на 2, т.к. каждый из каналов влияет на другой.
- Согласен! Я рассматривал влияние на один канал, но при учете двух каналов ошибка удваивается (а как хотелось чтоб она компенсировалась;-)).
Прошу совета. Для некоторой экспериментальной задачи, связанной с обмером смесителей, понадобился генератор квадратурных сигналов (два сигнала со сдвигом 90 градусов) с широким диапазоном перестройки. Сигналы должны быть синиусоидальные (нечетные гармоники ограничены на -20 -30 дб) и требуется плавная подстройка фазового сдвига в пределах нескольких градусов и желательна подстройка амплитуд в каналах, тоже в небольших пределах (меньше 1 дб).
Теперь вопрос- как и на чем это реализовать?
Можно уточнить какие параметры смесителей будут обмеряться и в каком частотном диапазоне?
Подскажите! Не лучше ли применять ключевые смесители с точки зрения однозначности фазы? И, естественно, применять прямоугольную форму напряжения гетеродина.
Можно уточнить какие параметры смесителей будут обмеряться и в каком частотном диапазоне?
С помощью обсуждаемого устройства- подавление нежелательной боковой полосы, балансировка по фазе, возможные методы балансировки смесителей- встроенный резистор, балансировка смещением по постоянному току. Диапазон частот - изначально до 500 МГц было, но наверно расширится на более высокие частоты. На самом деле изобретается бюджетная замена фирменному векторному генератору. Если что-то удобоваримое получится- скорее всего будет в паблике для повторения всеми желающими. Поэтому планируется избегать дефицитных или дорогих компонентов.
Если получится сделать каналы с расстройкой по частоте - то этим же прибором можно измерять интермодуляционный искажения, но тогда надо в каналы добавить правильные одинаковые аттенюаторы.
Transistor
31.05.2013, 09:52
На самом деле изобретается бюджетная замена фирменному векторному генератору.
Тема весьма интересна. Структураная схема очень бы помогла, а то слишком большое поле для догадок и фантазий.
Посмотрел бегло 2026Q - это по суте два навороченных генератора в одном, SMU200А - больше похож на SDR-передатчик...
Чем яснее будет поставленная задача, тем действеннее будет помощь.
Если не структуру, то хотя бы на словах поподробнее можно ?
Так структуру генератора как раз тут и изобретаем. Потом по структуре нарисовать схему- это уже намного проще.
За основу в проекте был взять генератор из Funkamateur FA-IQ-DDS-Generator 10 Hz bis 165 MHz на базе AD9958 и переключаемыми фильтрами на выходе (для ВЧ и НЧ поддиапазонов). Но потом захотелось расширить частотный диапазон, избавится от спуров ДДС (или значительно их уменьшить). В каждый канал добавился синтезатор ФАПЧ, а ДДС были ведущими для каждого канала. Но в этом случае оказалось, что спуры ДДС, попавшие в полосу пропускания петли, умножаются в N раз, где N- коэфиициент пересчета в петле. Спектры на выходе получались "волосатыми", особенно около несущей. Тогда перешли к оффсетной схеме синтезатора- частота ДДС вычитается из частоты VCO и только потом идет на схему целочисленной ФАПЧ. Спуры уменьшились, но появилась проблема с захватом петли при октавной перестройке VCO- ведь после смесителя с ДДС присутствует и верхняя, и нижняя боковая частота. Пришлось ставить квадратурные смесители, что потребовало 4 каналов ДДС. Сделали макет на AD9959, но тут задавила финансовая жаба- 4 канальный ДДС дороговато выходит. Поэтому и началось обсуждение в этой теме- может кто подскажет идею, как сделать это дешево и сердито. Например вариант на двух AD9850 (они дешевые как семечки) с квадратурным аналоговым мостом на выходе. Диапазон перестройки 9850 весьма узкий- например 10-20 МГц, только для мелкого шага петли фапч. Квадратуры, сформированные аналогово, идут на оффсетный смеситель петли ФАПЧ. Чтобы последующие делители работали нормально, надо несущую и нежелательную боковую задавить дб на 30 хотя бы. Ну и понятно, что офсетная частота должна быть в несколько раз больше частоты пропускания ФНЧ ФАПЧ, чтобы не центральная частота, не нежелательная боковая не пролезли в ФАПЧ в виде спуров.
А сдвиг фаз между двумя каналами генератора предполагалось задавать сдвигом фаз опоры между двумя ДДС. Но поскольку в этом случае зависимость разности фаз на выходе генератора весьма сложная (сдвиг фаз опоры в двух ДДС, цифровой сдвиг внутри ДДС, сдвиг фаз В ФНЧ и аналоговом квадратурнике, умножение сдвига фаз на коэффициент N в фапч, разбег фаз на выходе генератора в усилителе, прийдется ставить детектор фаз на выходе генератора и управлять или через процессор, или аналоговой петлей обратной связи стабилизации разности фаз. Желательно, чтобы аналоговая петля еще и не возбудилась- устойчивость такой длинной петли представляю смутно.
Transistor
31.05.2013, 12:57
Александр, спасибо. Надо переварить информацию...
С помощью обсуждаемого устройства- подавление нежелательной боковой полосы, балансировка по фазе
С помощью обсуждаемого устройства- подавление нежелательной боковой полосы, балансировка по фазе, возможные методы балансировки смесителей- встроенный резистор, балансировка смещением по постоянному току. Диапазон частот - изначально до 500 МГц было, но наверно расширится на более высокие частоты.
Насколько я в курсе смесители не подавляют ни боковую полосу, ни зеркальный канал приема. Давайте определимся. Если вам необходимо сформировать однополосный(SSB) сигнал методом квадратур то есть готовое решение от Analog Devices. Например ADF6701. Достаточно современное решение, но есть ограничение. Вряд-ли удастся получить подавление более 40дБ. Вы прямо напишите что именно хотите.
Если устройство позиционируется не как любительское то может не парится и сделать прямой синтез на АЦП и ЦАП. В этом случае проблем с зеркалкой вообще не будет.
Но правда отыскать АЦП и ЦАП на такую частоту будет проблематично.
Насколько я в курсе смесители не подавляют ни боковую полосу, ни зеркальный канал приема. Давайте определимся. Если вам необходимо сформировать однополосный(SSB) сигнал методом квадратур то есть готовое решение от Analog Devices. Например ADF6701. Достаточно современное решение, но есть ограничение. Вряд-ли удастся получить подавление более 40дБ. Вы прямо напишите что именно хотите.
IRM (image reject mixer) смесители как раз боковую полосу и несущую подавляют. На самом деле это обычный квадратурный смеситель с встроенным квадратутрным мостом в канале гетеродина и РЧ или ПЧ (2 вывода из трех). Можно купить, но не всегда диапазон подходит или например плохо работают в октавной полосе. Поэтому и планируется применять векторый модулятор типа ADL5385 (со встроенным делителем сигнала гетеродина) Такие модуляторы очень широкополосны, но при этом генерят вторую гармонику результирующего сигнала. Если такой модулятор стоит в петле ФАПЧ перед перскалером, возможен захват петли на второй гармонике- это надо учитывать при проектировании широкополосных синтезаторов. Но это дел обошли, применив в качестве VCO MAX2870. В нем используется только VCO и делитель одного из выходов, чтобы подогнать диапазон MAX2870 (3-6ГГц) к диапазону ADL5385 (4.4 ГГц гетеродин макс) поэтому делим на 2, но можно и больший коэффициент деления задать. ADL5385 по входам IQ управляется DDS (генератор мелкого шага). Схема ФАПЧ внешняя, т.к обратно в MAX2870 сигнал после квадратурника не завести- нет внешнего входа VCO. Можно использовать TRF372017- у него квадратурный модулятор встроенный- сэкономим ADL5385 но диапазон более узкий. ADRF68XX тоже можно приспособить, но у них диапазон совсем никакой.
Вот тут мы и возвращаемся к проблеме квадратур- если у нас два канала, то нам надо или 4 канала DDS (AD9959) - по два пары квадратур для каждого канала. Или AD9850 c аналоговым 90 градусным мостом на выходе (для тех же квадратур). Второй вариант - гораздо более бюджетный. Понятно, что микросхемы DDS cо встроенным умножителем применять нельзя- их невозможно синхронизировать по фазе. А то бы поставил парочку AD9915 и все дела.
Поскольку у нас квадратурный смеситель стоит в петле ФАПЧ, то подавлять нежелательную боковую особо сильно надобности нет. Когда петля в захвате- хвати подавления 10-15 дб. А вот если захвате петли нет (петля в поиске) желательно подавление 20-30 дб, а то возможен захват на неизвестные частоты. Блок-схема одного канала с квадратурным смесителем (векторным модулятором) на рисунке.
Transistor
04.06.2013, 10:55
Или AD9850 c аналоговым 90 градусным мостом на выходе (для тех же квадратур).
Александр, ад9850 позволяет обойтись и без аналогового фазовращателя, но надо две ДДС на кждый канал Генератора, т.е.
в точности со структурой из патента. Необходимо только обеспечить синхронизацию всех четырех ДДС от единого источника тактирования; это хорошо расписано в апп-ноте AN-587 от ADI. Ничего особо сложного там вроде бы нет.
Поскольку штатные средства ад9850 позволяют управлять фазой с разрешением всего 11,25грд, то я предлагаю альтернативный метод - дозированного по времени смещения частоты. Основан метода на простом физическом принципе: если отстроить несущую частоту на значение Δf, выдержать время Δt и вернуть частоту к начальному значению, то эта несущая получит приращение фазы : Δφ = (2*пи*Δf)*Δt , (радиан).
Более подробно метод рассматривается в пдф-файле из приложения.
Разрешающая способность по фазе для AD9850 при Fck = 125 МГц и Δt = 10 мкс получается :
ΔFmin = 125E06 / 2exp32 = 0,0291 (Гц) ;
Δ φ_resolution = (2*пи*0,0291)* 10E-6 = 1,828E-6 (рад) или 0,000105°.
Очевидно, что такое разрешение избыточно, но хорошо оттеняет возможности метода. В контексте данной задачи можно на два порядка увеличить Δt – до 1мс, что только положительно скажется на стабильности и точности управления фазой. Метод отлично сочетается с ДДС-технологией, т.к. последняя обеспечивает цифровую точность и стабильность управления частотой; отмерить достаточно большие интервалы времени для современных контроллеров тоже не проблема. В общем, аналоговые фазовращающие мосты нервно курят в сторонке ;-)
Управляя ДДС-ками одного канала по отдельности можно настраивать фазовый сдвиг квадратурного гетеродина, а управляя двумя ДДС-ками одного из каналов синхронно, можно с той же высокой разрешающей способностью и стабильностью управлять взаимным фазовым сдвигом между каналами : начальная расстройка на 90грд, и свипирование фазы для поиска максимума подавления нерабочей полосы. AD9850 все это позволяют сделать, организовав управление ДДС согласно Рис.3 из AN-587.
Кроме высокого разрешения и стабильности, данный метод не имеет ограничений по диапазону перестройки фазы, присущих аналоговым фазовращателям.
Transistor
04.06.2013, 19:14
Понятно, что микросхемы DDS cо встроенным умножителем применять нельзя- их невозможно синхронизировать по фазе. А то бы поставил парочку AD9915 и все дела.
Поначалу спутал 9915 с 9515 - клоковой ИС... Так у AD9915 есть возможность синхронизации нескольких ИС ! Процедура процесса описана непосредственно в пдф-ке:
MULTIPLE CHIP SYNCHRONIZATION - Rev. A | Page 34 of 48. Не все там очень просто, но такая возможность существует.
Мы как-то все про фазу да про фазу, но ведь амплитудный баланс не менее важен. Собственно амплитудный и фазовый балансы должны быть согласованы. Так для подавления нерабочей полосы на 50дБ необходимо согласовать уровни с точностью 0,05 дБ , а для подавления 60 дБ - с точностью 0,0125 дБ. Это само по себе не простое
дело, а тем более в полосе до 1ГГц-а. Так что 9915 с встроенным ASF разрешением в 12-бит снова "на коне".
Powered by vBulletin® Version 4.1.12 Copyright © 2024 vBulletin Solutions, Inc. All rights reserved. Перевод: zCarot