Сайт радиолюбителей Тульской области

\главная\р.л. конструкции\трансиверы\...

Эффективный фазовый детектор синтезатора частоты.

В последнее время самым популярным гетеродином приёмника или трансивера стал синтезатор, вытеснивший все другие виды даже самых стабильных генераторов с параметрической стабилизацией частоты. Это не удивительно, стабильность частоты синтезатора сопоставима с стабильностью кварцевого резонатора, неограниченные возможности по цифровому управлению.

Существует несколько структурных схем синтезаторов.

Синтезаторы с прямым синтезом частоты DDS пока слабо развиты. Они выдают сигнал с недостаточно чистым спектром. В аппаратуре для КВ диапазона их применение ограничено. Хотя если применить хорошую экранировку самого синтезатора и установить полосовые фильтры для выходного сигнала, то можно добиться весьма приемлемых результатов. Но этот путь пригоден только на узких любительских диапазонах, если требуется более широкое перекрытие, то применение полосовых фильтров становится проблематичным.

Наверно самой популярной структурой синтезатора стала однопетлевая с регулировкой частоты опорного кварцевого генератора для получения мелкой сетки. Например синтезатор US2II, опубликованный на страницах журнала “Радио” в 2001 году. К достоинствам этого синтезатора можно отнести компактность исполнения, обеспечивающую малые паразитные связи, применение современной SMD элементной базы и качественный рисунок печатной платы, удобный для повторения “под утюг”.

Мелкая сетка получена путём изменения частоты опорного кварцевого генератора с помощью ЦАП и варикапа. ЦАП выдаёт линейное напряжение от 0 до Uпит. Добротность же варикапа при нулевом напряжении не превышает нескольких единиц - естественно такой диапазон регулирующего напряжения не допустим. Частота кварцевого генератора нелинейно зависит от приложенного к варикапу напряжения. Поэтому шаг сетки при малых напряжениях на варикапе больше чем при высоких. Эта проблема в принципе поправима, если использовать ЦАП с большим числом разрядов и применить табличную коррекцию нелинейности. Но возможностей применённого процессора и ЦАП явно для этого не достаточно. Согласование перехода на следующий шаг основного синтезатора и возврат опорного генератора на начало сетки очень сложно совместить, к тому же время захвата основного синтезатора резко ухудшается из-за одновременного изменения частоты его опорного генератора. Высокая частота задающего генератора синтезатора с последующим делением традиционно выбрана для уменьшения фазовых шумов.

Минимальный шаг перестройки синтезатора равен частоте, на которой работает фазовый детектор. Если мы хотим получить меньшую сетку частоты, то вынуждены уменьшать частоту сравнения, при этом резко возрастаем время успокоения синтезатора. При шаге перестройки в 50 герц время установки выходной частоты синтезатора может достигать нескольких секунд, и естественно, это не удобно. Поэтому приходится выбирать более высокую частоту сравнения для фазового детектора увеличивая при этом минимальный шаг сетки и добиваться мелкого шага другим путём. Для этого чаще всего применяют либо управление опорным генератором синтезатора либо синтезатор строят по принципам супергетеродинных приёмников с большим количеством генераторов и смесителей. О какой спектральной чистоте выходного сигнала в последнем случае вообще можно говорить? Высокая частота работы фазового детектора несёт ёщё одну проблему – высокий уровень фазовых шумов. Для уменьшения последнего, синтезатор переводят на частоту в несколько раз большую чем требуется и потом делят полученный сигнал. Уровень фазовых шумов при этом уменьшается пропорционально коэфициенту деления. Да уменьшается, длительность периода входного сигнала соответствует длительности полупериода после первого триггера делителя и так далее. Полупериод конечного сигнала равен 4 – 8 периодам сигнала задающего генератора и естественно фазовая стабильность такого сигнала выше и чем больше периодов входного сигнала будет образовывать каждый полупериод выходного тем лучше, вероятность изменения 4 – 8 периодов входного сигнала одновременно в одну сторону значительно меньше чем одного периода. Но вспомним о спектральной чистоте выходного сигнала. Каждый триггер такого делителя создаёт множество новых гармоник, которые непременно пролезут в выходной сигнал. А применение D-триггеров – делителей на 2 в самом смесителе тем более весьма сомнительно по той же причине. Для этого способа требуется дополнительная, тщательная фильтрация выходного сигнала, не всегда способная решить проблему.

Что мы вообще добиваемся от синтезатора. Основное - это малое время успокоения, малый шаг перестройки (сетки) и малый уровень побочных продуктов в выходном сигнале. Посмотрим на близкую к классической схему фазового детектора рис1, все ли мы от неё взяли? 

Обратим внимание на резисторы R3 и R7, обведённые пунктирной линией. На что они влияют? Резистор R3 влияет на ток, протекающий через транзисторы T1 и Т2 и следовательно на усиление сигнала ошибки. Резистор R7 влияет на скорость изменения выходного напряжения детектора, а следовательно, на время успокоения выходной частоты. Попробуем поставить вместо этих резисторов переменные и вращать их. Оказывается, при частоте сравнения 100герц можно добиться времени успокоения меньше 100 миллисекунд. При вращении ручки вал-кодера с любой скоростью при этом не заметно никаких выбегов частоты даже в телеграфном режиме с 6 – ти кристальным кварцевым фильтром и полосой пропускания 250 герц.

Таким образом мы пришли к сетке частоты синтезатора в 100герц. Этого шага вполне достаточно для нормальной работы всеми видами связи. Программы для работы с цифровыми видами связи, где требования к точности установки частоты очень высоки, все имеют собственную подстроку по частоте в пределах звукового диапазона. Низкая частота работы фазового детектора позволяет получить ничтожно малый уровень фазовых шумов и, при правильной экранировке цифровых частей синтезатора, высокую спектральную чистоту выходного сигнала без применения дополнительных узлов коррекции качества сигнала. Хотя для подчистки выходного сигнала я всё же применил простейший, двухконтурный полосовой фильтр, одновременно уменьшающий влияние нагрузки на ГУН. Полагаю, что этот предел не конечен, можно получить хорошие параметры и на более низких частотах сравнения, но я этим не занимался. Пять лет использования такого синтезатора подтвердили его эксплуатационную стабильность и, следовательно, схемную целесообразность. Никаких проблем с цифровыми видами связи не возникало.

Таким образом мы переходим к схеме рис2.

Естественно, крутить переменные резисторы не удобно. К тому же при переходе с диапазона их значения меняются в связи с сменой ГУНов, диапазонов перекрытия последних, крутизны воздействия управляющего напряжения на выходную частоту ГУНа и прочих факторов. Вместо резистора R3 применён набор резисторов R14 – R17 коммутируемых транзисторами Т4 – Т7 по двоичному методу. Сопротивление такого переменного резистора меняется в диапазоне примерно 2 – 5 кОм и имеет 16 шагов изменения сопротивления. Резистор R18 ограничивает максимальное сопротивление получившегося переменного резистора. Практически этого диапазона достаточно. На базы управляющих транзисторов управляющие кодовые напряжения подаются в инверсии через соответствующие согласующие цепи, ограничительные резисторы или т.п.. Аналогично устроен переменный резистор R7. Отличие лишь в том, что напряжение в цепи этого резистора носит знакопеременный характер, а транзистор не работает при отрицательном напряжении на коллекторе(имеются ввиду Т8-Т11), поэтому введён диод D2. При открытом транзисторе Т8-Т11 положительное напряжение коммутируется транзистором, а отрицательное протекает через диод D2. В принципе конденсатор С5, диод D2 и коммутирующий транзистор образуют выпрямитель с удвоением напряжения, нагрузкой которого является переменный(наборный) резистор, а входным напряжением – управляющее варикапом напряжение. Полезно заметить, что такой способ коммутации переменного напряжения можно использовать и в других узлах, например отключение динамика от выхода УНЧ и т.п. Элементы R7, R8, P1, C7, C8, C9 образуют фильтр – пробку для частоты сравнения фазового детектора 100гц и удаляют остатки этой частоты из цепи управления варикапом, резистором Р1 фильтр настраивается по минимуму напряжения частотой 100гц в цепи управления варикапом и контролируется процесс настройки осциллографом.

Если на каждом диапазоне подобрать значения квази-переменных резисторов и запомнить эти значения в энергонезависимой памяти, то получается очень простой, с хорошими параметрами синтезатор частоты, обладающий достаточными параметрами для работы в составе КВ трансивера высокого класса. Следует заметить, что для работы в полудуплексе с разносом частот синтезатор лучше не использовать, хотя временные характеристики нормально отстроенной схемы не уступают аналогичным в синтезаторе, например US2II о котором шла речь выше, при частоте сравнения в последнем - 8кгц. В режиме полудуплекса для работы с расстройкой целесообразно иметь два синтезатора, какими бы быстрыми они не были, один для передатчика, второй для приёмника. Для работы с расстройкой можно автоматически выключать полудуплекс и включать его снова при выключении расстройки.

Данная статья не являет собой пример законченного синтезатора и подчёркивает лишь идею применения данного фазового детектора. В авторском варианте остальная часть синтезатора, выполненная на 580ВИ53, 555ИЕ7, 193ИЕ3 представляет собой часть законченного контроллера, управляющего трансивером, связанного с усилителем мощности, тюнером, выносной клавиатурой, УКВ трансивером/трансвертером, графическим монитором, и описание всего комплекса выходит за рамки данной статьи…

В заключении хочется отметить, что более 5-ти летний опыт эксплуатации такого синтезатора показал его высокую стабильность (регулировки были сделаны только один раз) и не плохие скоростные и спектральные характеристики.

Со всем вопросами обращайтесь по email.

С наилучшими пожеланиями, Андрей Семичев ES4MF (ex ES4RMH),
Кохтла-Ярве, Эстония. Email ES4RMH@ESTPAK.EE 73!!!

Возврат